一種準確地預測由泄漏電流引起的 PLL 基準雜散噪聲之簡單方法
圖 3 顯示了 2.1GHz LO 信號的頻譜。fPFD 為 1MHz (N=2100)，基準時鐘頻率為 10MHz (R = 10)。環(huán)路帶寬為 40kHz。值得一提的是，由于采用了凌力爾特公司超低噪聲和雜散的 PLL IC LTC6945，所以這里測得了世界級的雜散噪聲電平。
圖 3：采用凌力爾特公司的 LTC6945 PLL IC 和 RFMD 公司的 UMX-586-D16-G VCO，于 2100MHz LO 信號和 1MHz fPFD 時產生的基準雜散
產生基準雜散的原因
在穩(wěn)態(tài)操作中 PLL 被鎖定，而且從理論上講，在每個 PFD 周期中不再需要占用圖 1 示出的 ICP_UP 和 ICP_DN 電流源。然而，這么做將在環(huán)路響應中產生一個“死區(qū)”，因為在小信號環(huán)路增益 (實際上是一個開環(huán)) 中存在顯著的下降。該死區(qū)通過強制 ICP_UP 和 ICP_DN 在每個 PFD 周期中產生極窄的脈沖來消除。此類脈沖通常被稱為防反沖脈沖。這會在 fPFD 及其諧波處的 VCO 調諧電壓上產生能量分量。因為這些頻率在正確設計的 PLL 環(huán)路帶寬之外，所以負反饋無法抵消這些脈沖。然后，VCO 受到這些能量分量的頻率調制 (FM)，相關的雜散噪聲出現在 fPFD 及其諧波上，所有噪聲都以 LO 為中心。
在防反沖脈沖之間，充電泵電流源關斷 (三態(tài))。當處于三態(tài)時，充電泵有一定的固有泄漏電流。在有源環(huán)路濾波器中會采用一個運算放大器 (如圖 7 所示)，該運算放大器的輸入偏置和失調電流會引入另一個泄漏電流源。這些不想要的電流合起來，無論是提供還是吸收，都會在環(huán)路濾波器兩端引起電壓漂移，從而在 VCO 調諧電壓中引起漂移。負反饋環(huán)路在每個 PFD 周期中從充電泵引入一個單極性電流脈沖，這樣平均調諧電壓就能使 VCO 產生正確頻率，從而可以矯正這種異常情況。這些脈沖在 fPFD 上產生能量，如前所述，這也會引起以 LO 為中心的雜散以及 fPFD 和其諧波的頻率偏移。
在整數 N PLL 中，由于系統(tǒng)頻率步進大小的要求，常常選擇相對較小的fPFD。這意味著，與 PFD 周期相比，防反沖脈沖寬度極小，尤其是采用目前的高速 IC 技術時。因此，大的泄漏電流使得總的充電泵脈沖變成單極性，而且往往是基準雜散噪聲的主要原因。這種現象后面將進行更深入的討論。
基準雜散噪聲對系統(tǒng)性能的影響
在特定通信頻帶中，有多個占用相等帶寬的通道。在所有通道中，兩個相鄰通道中心頻率之間的間隔是相等的，而且以通道間隔表示。由于一些原因，任何兩個相鄰通道信號強度之間常常有較大變化。
在多通道無線通信系統(tǒng)中，一種典型情況是，較強的通道與所需要但較弱的通道相鄰，如圖 4 所示。圖中僅顯示了其中一個所關注的 LO 基準雜散噪聲。
圖 4：由基準雜散噪聲導致的相鄰通道干擾
在整數 N PLL 中，通常選擇等于通道間隔的 fPFD，這意味著基準雜散噪聲的位置與 LO 的距離等于通道間隔。這些雜散噪聲將所有相鄰和附近的通道轉換到中頻 (fIF) 以及 LO 的中心，將所需要的通道混頻到同一頻率上。這些不想要的通道，與想要通道中的信號是不相關的，成為疊加到想要信號上的升高噪聲層，限制了信噪比。
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