開關(guān)模式電源的建模和環(huán)路補償設(shè)計
谷值電流模式控制器產(chǎn)生受控 FET 接通時間，并一直等待直到電感器谷值電流達到其谷值限制 (VITH) 以才再次接通控制 FET。因此，電源可以在控制 FET 的 TOFF 時間響應負載升高瞬態(tài)。此外，既然接通時間是固定的，那么控制 FET 的 TON_min 可以比峰值電流模式控制時短，以允許更高的 fSW，實現(xiàn)高降壓比應用。谷值電流模式控制不需要額外的斜率補償就能實現(xiàn)電流環(huán)路穩(wěn)定性。然而，使用谷值電流模式控制時，因為允許開關(guān)周期 TS 變化，所以在示波器上，開關(guān)節(jié)點波形可能出現(xiàn)更大的抖動。LTC3833 和 LTC3838 是典型的谷值電流模式控制器。
為具備閉合電流環(huán)路的新功率級建模
圖 19 顯示，通過僅將電感器作為受放大器 ITH 引腳電壓
控制的電流源，產(chǎn)生了一個簡化、具內(nèi)部電流環(huán)路的降壓型轉(zhuǎn)換器功率級的一階模型。類似方法也可用于其他具電感器電流模式控制的拓撲。這個簡單的模型有多好? 圖 20 顯示了該一階模型和一個更復雜但準確的模型之間轉(zhuǎn)移函數(shù) GCV(s) = vOUT/vC 的比較結(jié)果。這是一個以 500kHz 開關(guān)頻率運行的電流模式降壓型轉(zhuǎn)換器。在這個例子中，一階模型直到 10kHz 都是準確的，約為開關(guān)頻率 fSW 的 1/50。之后，一階模型的相位曲線就不再準確了。因此這個簡化的模型僅對于帶寬較小的設(shè)計才好用。
圖 19：電流模式降壓型轉(zhuǎn)換器的簡單一階模型
圖 20：電流模式降壓型轉(zhuǎn)換器的一階模型和準確模型之間的 GCV(s) 比較
實際上，針對電流模式轉(zhuǎn)換器，在整個頻率范圍內(nèi)開發(fā)一個準確的小信號模型相當復雜。R. Ridley的電流模式模型 [3] 在電源行業(yè)是最流行的一種模型，用于峰值電流模式和谷值電流模式控制。最近，Jian Li 為電流模式控制開發(fā)了一種更加直觀的電路模型 [4]，該模型也可用于其他電流模式控制方法。為了簡便易用，LTpowerCAD 設(shè)計工具實現(xiàn)了這些準確模型，因此，即使一位經(jīng)驗不足的用戶，對 Ridley 或 Jian Li 的模型沒有太多了解，也可以非常容易地設(shè)計一個電流模式電源。
電流模式轉(zhuǎn)換器的環(huán)路補償設(shè)計
在圖 16 和圖 21 中，具閉合電流環(huán)路的功率級 Gcv(s) 由功率級組件的選擇決定，主要由電源的 DC 規(guī)格 / 性能決定。外部電壓環(huán)路增益 T(s) = GCV(s) • A(s) • KREF(s) 因此由電壓反饋級 KREF(s) 和補償級 A(s) 決定。這兩個級的設(shè)計將極大地決定電源的穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應。
圖 21：反饋環(huán)路設(shè)計的控制方框圖
總之，閉合電壓環(huán)路 T(s) 的性能由兩個重要參數(shù)決定：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕度。環(huán)路帶寬由交叉頻率 fC 量化，在這一頻點上，環(huán)路增益 T(s) 等于1 (0dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕度一般由相位裕度或增益裕度量化。環(huán)路相位裕度
的定義是在交叉頻率點上總體 T(s) 相位延遲和 –180° 之差。通常需要 45° 或 60° 最小相位裕度以確保穩(wěn)定性。對于電流模式控制而言，為了衰減電流環(huán)路中的開關(guān)噪聲，環(huán)路增益裕度定義為在 ½ • fSW 處的衰減。一般而言，希望在 ½ • fSW 處有最小 8dB 衰減 (-8dB 環(huán)路增益)。
選擇想要的電壓環(huán)路交叉頻率 fC
更大的帶寬有助于實現(xiàn)更快的瞬態(tài)響應。不過，增大帶寬通常會降低穩(wěn)定性裕度，使控制環(huán)路對開關(guān)噪聲更加敏感。一個最佳設(shè)計通常在帶寬 (瞬態(tài)響應) 和穩(wěn)定性裕度之間實現(xiàn)了良好的平衡。實際上，電流模式控制還通過在 1/2 • fSW 處電流信號的采樣效應 [3]，而引入了一對雙極點
。這些雙極點在 ½ • fSW 附近引入了不想要的相位延遲。一般而言，要獲得充足的相位裕度并充分衰減 PCB 噪聲，交叉頻率就要選為低于相位開關(guān)頻率 fSW 的 1/10 至 1/6。
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