開關模式電源的建模和環(huán)路補償設計
其中
圖 23：步驟 1：簡單的電容器補償網絡 A(s) 及其波德圖
圖 24：包括 gm 放大器輸出阻抗 RO 的單極點 A(s)
為了提高 fC 處的相位，增加一個與 Cth 串聯的電阻器 Rth 以產生一個零點，如等式 23 和圖 25 所示。該零點貢獻高至 +90° 超前相位。如圖 25 所示，如果零點 sthz 放置在交叉頻率 fC 之前，那么 A(s) 在 fC 處的相位可以顯著地增大。因此，這樣做提高了電壓環(huán)路的相位裕度。
不幸的是，增加這個零點 sthz 也有害處，增益 A(s) 在 fC 以外的高頻范圍內顯著地提高。因此，由于在開關頻率處 A(s) 衰減較少，所以開關噪聲更有可能進入控制環(huán)路。為了補償這一增益提高并衰減 PCB 噪聲，在 ITH 引腳至 IC 信號地之間有必要增加另一個小型陶瓷電容器 Cthp，如圖 26 所示。一般情況下，選擇 Cthp << Cth。在 PCB 布局中，濾波器電容器 Cthp 應該放置在盡可能靠近 ITH 引腳的地方。通過增加 Cthp，最終補償轉移函數 A(s) 由等式 25 和 26 給出，其波德圖如圖 26 所示。Cthp 引入一個高頻極點 sthp，該極點應該位于交叉頻率 fC 和開關頻率 fS 之間。Cthp 降低了 fS 處的 A(s) 增益，但是也有可能減小 fC 的相位。sthp 的位置是相位裕度和電源 PCB 抗噪聲性能之間權衡的結果。
圖 25：步驟 2：增加 RTH 零點以增大相位 —— 單極點、單零點補償 A(s)
圖 26：步驟 3：增加高頻去耦 Cthp —— 雙極點、單零點補償 A(s)
既然電流模式功率級是一個準單極點系統，那么圖 26 所示的雙極點和單零點補償網絡一般足夠提供所需的相位裕度了。
放大器 ITH 引腳上這個雙極點、單零點補償網絡也稱為 II 型補償網絡�？傊袃蓚�電容器 CTH 和 CTHP 和一個電阻器 RTH。這個 R/C 網絡與放大器輸出電阻 Ro 一起，產生了一個如圖 27 所示的典型轉移函數，一個零點位于 fz1 處，兩個極點位于 fpo 和 fp2 處。
圖 27：II 型補償網絡轉移函數的概念圖
補償 R/C 值與負載階躍瞬態(tài)響應
前一節(jié)講述了 II 型補償網絡在頻率域的表現。在一個閉合環(huán)路電源設計中，一個重要的性能參數是負載升高 (負載下降) 瞬態(tài)時電源的輸出電壓下沖 (或過充)，這個參數通常直接受環(huán)路補償設計的影響。
1)CTH 對負載階躍瞬態(tài)的影響。CTH 影響低頻極點 fpo 和零點 fz1 的位置。如圖 28 所示，CTH 越小，轉移函數 A(s) 的低至中頻增益能越高。結果，這有可能縮短負載瞬態(tài)響應達到穩(wěn)定的時間，而對 VOUT 下沖 (或過沖) 幅度沒有很大影響。另一方面，CTH 越小，意味著 fz1 頻率越高。這有可能在目標交叉頻率 fC 處因 fz1 升高而減少增加的相位。
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