由通用交流適配器供電的消費品和PC 外設的數(shù)量正在迅速增長。該適配器是指能插入頻率在47 到 63 Hz間，提供電壓有效值在90V 至 264V范圍內的交流電插座上的適配器。這些AC適配器體積小巧且提供連續(xù)的超過 50W的輸出功率，從而使許多設備不再需要內置電源。在打印機等應用中， 對峰值功率有較高的要求，它們在短時間的突發(fā)工作以外，要有相當長的一段時間都處于待機模式。這意味著這些應用中的AC適配器從滿載到空載必須保持很高的轉換效率，以維護其“綠色”標準。本文描述了一個打印機 AC 適配器的設計方案，它基于飛利浦 TEA1532 GreenChipTMII 開關模式電源 (SMPS) 控制器，提供 60W 持續(xù)輸出功率和 90W 峰值輸出功率。

這類電源標準規(guī)范要求輸 出電壓為：20V 4% ， 其紋波和噪聲要分別低于 350 mV 和200 mV 。所謂的“綠色”標準有三點要求：1）在滿負載 (輸出功率為60W時工作效率應該高于80%；2）在待機模式下(輸出功率為500 mW時) ，其輸入功率要低于1.25 W；3）在空載情況下(打印機與適配器斷開，但仍與 AC 線連接) 輸入功率要低于700 mW。

電源拓撲架構

TEA1532是一種變頻開關電源 控制器，用于直接由整流AC 線供電的準諧振反激式轉換器。雖然TEA1532可以工作在連續(xù)模式和非連續(xù)模式兩種模式，但這款AC適配器選用了準諧振模式 (非連續(xù)模式的邊界上) ，因為這種模式的電路拓撲架構容易理解且容易實現(xiàn)穩(wěn)定。

TEA1532采用SO8 或 DIP8 封裝，在準諧振模式下具有真正的谷底轉換，以確保改善 EMI 性能。除具備標準的GreenChipTMII 功能外，它還有多功能保護引腳、欠壓保護和用以防止連續(xù)模式中出現(xiàn)次諧波振蕩的斜率補償功能。 這些功能使設計更為簡便，所需要的外部元器件數(shù)大大減少，保護功能也極大提高。

TEA1532有一項特殊的功能就是谷底鎖定特性，在大多數(shù)操作環(huán)境下，它能鎖定功率晶體管導通在準諧振波形中的特定谷底(谷底1、 2、 3 等)。這不僅降低了開關損耗，也 阻止了由于變壓器電流調制在變壓器中產生的可聞噪音，尤其當采用低質量膠合芯的低成本變壓器時更是如此。

如圖1所示，利用不同的谷底開通功率MOSFET，可以在各種工作頻率下提供給定的功率。OCP線代表了過電流保護界限，在線的右邊不可能工作。如果負載增加較慢，電路將繼續(xù)在同一谷底中轉換，直至到達過電流保護界限點。然后，TEA1532 將重新設定谷底計數(shù)器并探尋新的工作模式，采用序號較低的一條谷底及相應的新的開關頻率和峰值電流。在此過程中，輸出電壓并不發(fā)生改變。

在非連續(xù)模式中，變壓器初級側線圈的電流通常在新的循環(huán)開始前要回歸零。TEA1532通過能提供Vcc 供電的輔助線圈感知變壓器磁化。只有在變壓器磁芯完全去磁和感知到適當?shù)墓鹊字岛蟛砰_始新的循環(huán)。

TEA1532 采用電流模式控制。電流模式控制本身具有良好的交流紋波抑制特性。TEA1532的控制環(huán)路通過比較變壓器初級側線圈上的電流與其“CTRL”引腳上的誤差電壓(該誤差電壓是通過光隔離器耦合過來的)以產生所需的初級側線圈“導通” 時間。

在低負載的情況下，控制器進入減頻模式， 此時初級側線圈 “導通” 時間設置到最小值，輸出功率由變化的開關頻率控制， 降低工作頻率使開關損耗減到最低。 針對更低的輸出功率 (例如：在待機和空載條件下)， TEA1532 進入跳周期模式。只要輸出電壓仍處于較高狀態(tài)，功率開關晶體管就保持在截止狀態(tài)。這個功能使“空載”功率耗散控制在 700mW以下，且無需額外的電路。在連續(xù)模式下，可實現(xiàn)空載功率耗散在300mW 以下。

元器件選擇

這款設計中重要的元器件選擇包括： 輸入解耦電容、變壓器(芯尺寸、匝數(shù)比和初級側線圈電感)、MOSFET 功率開關、輸出二極管和電容器。[!--empirenews.page--]

在滿載且最小電壓供電單周期情況下，為了維持變壓器初級側線圈上足夠的電壓，輸入解耦電容器的容值必須足夠高。在90V/50Hz AC線供電下，為了維持變壓器初級線圈所需的最小77V的電壓, 建議用139 F電容值。 因此在此設計中選擇最接近標準的值: 150 F。

設計變壓器的過程并不簡單。首先要決定所需的匝數(shù)比。它的上限和下限由建議采用的功率MOSFET晶體管的最大漏源電壓 (VDS)和次級整流二極管的反向電壓限決定。功率 MOSFET要承受由于變壓器漏感產生的電壓尖峰，它在磁芯消磁開始時加到輸入峰值上(265V 交流供電時峰值輸入電壓為373V)。 尖峰電壓的幅值隨著漏感及變壓器輸出的增加而增加，它確定了匝數(shù)比的上限。次級整流二極管的反向承受電壓決定匝數(shù)比的下限。針對600V VDS 功率 MOSFET 和 100V VR 二次整流器二極管的選擇，匝數(shù)比的上、下限分別為 5.22和 4.66， 因此選擇匝數(shù)比為 5 。

變壓器的初級側線圈電感由最小輸入電壓下所達到的最大輸出功率決定。在這樣的前提下，適配器必須在接近最大頻率和峰值電流的情況下工作，這意味著 TEA1532要在消磁后第一個振蕩谷底處開啟功率 MOSFET。為了計算所需的初級側線圈電感，就必須確定振蕩周期，它由 T-on + T-off + T-osc構成，詳見圖3。
 

由于 TEA1532在這些條件下的谷底檢測的頻率上限為700KHz，所以決定在功率MOSFET漏極上加一電容，使之與變壓器初級側線圈電感在450 KHz諧振。這樣不僅提供了充足的設計余量而且限制了漏極上的 dV/dt 。 T-osc 因而設置在 1.11 s。最大的T-on由最大開關頻率的最小值(50KHz)下的最大占空比決定，而最大占空比由匝數(shù)比(5)、初級側線圈上的最小直流電壓 (77V)、 輸出電壓 (20V) 和次級整流二極管的正向電壓降(0.5V)決定。 在以上情況下，最大占空比為 0.57，對應的最大 T-on 時間為 10.7 s。

初級側線圈電感要求在 57 KHz 時傳送的最大功率為98W (標稱90W 輸出加損耗) ，計算得到電感197 H 和對應峰值電流4.15A。 從變壓器磁芯參數(shù)可計算出初級側線圈匝數(shù) ( 磁芯Bmax = 220 mT 和 Ae = 109 mm2時為35匝)。 匝數(shù)比再決定次級線圈所需的匝數(shù)量。

一旦以上的參數(shù)確定之后，余下的大部分設計就相對比較簡單了。通過最初計算出的初級側線圈峰值電流可以決定電流感測電阻器的值。 變壓器次級線圈上的伏特/匝可用于確定輔助線圈(為 TEA1532 提供最小值為13V Vcc 的供電)的匝數(shù)。 峰值鉗位二極管 (D105)的選擇主要有四個方面考慮：反向額定電壓等于或高于MOSFET的VDS值，額定電流高于初級側線圈峰值電流 ，具有非常低的正向恢復電壓和短的反向恢復時間。還要檢查漏-源電容 (MOSFET電容加外部諧振電容器)值，使MOSFET 關閉時的轉換率(dV/dt) 限定在一個安全值 (<8 KV/ s) 。

只要次級輸出電壓的峰值低于100V，次級整流二極管就可以選肖特基二極管，因為其低的正向壓降能使功率損失降到最低。選擇次級平滑電容器以滿足輸出紋波電流要求，而且額定電壓必須高于適配器出現(xiàn)開環(huán)故障情況下出現(xiàn)的電壓。

此AC 適配器符合各項性能指標，其中包括在60 W 輸出時轉換效率在80%以上并且功率器件所需的散熱器體積極小。