圖 1 所示為一個(gè)用電壓反饋放大器構(gòu)建的帶有光電二極管等效電容和運(yùn)放輸入電容的 TIA 模型。

    由于 LMH6611 工作在較大增益 (RF) 時(shí)，其輸入偏置電流便較低，故可容許電路工作在低光強(qiáng)度的條件下。運(yùn)算放大器反向端上的總電容 (Cr) 包括光二極管的電容 (CPD) 和輸入電容 (CIN)，Cr 在電路穩(wěn)定性方面扮演著很重要的角色，而穩(wěn)定性則取決于這個(gè)電路的噪聲增益 (NG)，其定義為：

    圖 2 所示為噪聲增益與運(yùn)算放大器開環(huán)增益 (AOL)交點(diǎn)的波特圖。當(dāng)增益較大時(shí)，CT 和 RF 在傳遞函數(shù)中產(chǎn)生了一個(gè)零點(diǎn)。在較高的頻率下，在環(huán)路附近會(huì)出現(xiàn)過大的相移，使得跨導(dǎo)放大器絕對不穩(wěn)定。

    為了保持穩(wěn)定性，需要加入一個(gè)反饋電容 (CF) 與RF 并聯(lián)以便在噪聲增益函數(shù)中的 fP 處構(gòu)建一個(gè)極點(diǎn)。通過選用合適容值的 CF，便可使噪聲增益的斜坡變平從而獲取最佳的性能，這樣使得頻率 fP 點(diǎn)的噪聲增益等于運(yùn)算放大器的開環(huán)增益。這個(gè)在 AOL和噪聲增益交點(diǎn)以上的噪聲增益斜率“平坦化”會(huì)得到一個(gè) 45 度的相位余量 (PM)。這是因?yàn)樵诮稽c(diǎn)處，fP 點(diǎn)的噪聲增益極點(diǎn)會(huì)貢獻(xiàn)一個(gè) 45 度的相位超前，因此給出了一個(gè) 45 度的相位余量 (假設(shè) fP 和fZ之間最少有 10 MHz 的距離)。

    公式 3 和 4 理論上可計(jì)算出 CF 的最優(yōu)值和期望的 -3 dB 帶寬：

    公式 4 指出 TIA 的 -3 dB 帶寬與反饋電阻成反比。因此，假如帶寬很重要的話，那最好的方法是在一個(gè)適度的跨導(dǎo)增益級后跟隨一個(gè)寬帶電壓增益級。

    表 1 示出在不同光電二極管下的 LMH6611的測量結(jié)果，這些光電二極管在 1 kΩ 的跨導(dǎo)增益 (RF) 下有不同的電容值 (CPD)。至于 CF 和 f-3 dB 則是分別通過公式 3 和 4計(jì)算出來。

    圖 3 示出對應(yīng)于表 1 中不同光電二極管的頻率響應(yīng)。當(dāng)全部所需的增益都放置到TIA 級時(shí)，信噪比便得以改善，原因是由RF 產(chǎn)生的噪聲頻譜密度會(huì)隨著 RF 的平方根而增加，而且信號也會(huì)線性增加。

    毫無疑問，在設(shè)計(jì)時(shí)必須考慮所有的噪聲來源。當(dāng)分析 TIA 輸出的噪聲時(shí)，必須注意運(yùn)算放大器噪聲電壓、反饋電阻器熱噪聲、輸入噪聲電流和光電二極管噪聲電流都不是全部工作在同一個(gè)頻率范圍。運(yùn)算放大器的噪聲電壓將會(huì)在噪聲增益的零

點(diǎn)和極點(diǎn)之間的區(qū)域被放大，而 RF 和 CT的數(shù)值越高，則噪聲增益的峰值便越早出現(xiàn)，從而對整體輸出噪聲的貢獻(xiàn)亦越大。

通過計(jì)算 TIA 輸出處所有有貢獻(xiàn)的噪聲電壓之方均根值，便可得出等效的總噪聲電壓值。

    總括來說，總電容 (CT) 對于 TIA 的穩(wěn)定性起了很重要的作用，CT 愈小那穩(wěn)定性便愈高，而把 CT 盡量降低有兩個(gè)方法，一是選擇合適的運(yùn)算放大器，二是施加一個(gè)反向偏壓給光二極管，但這會(huì)引致有過量的電流和噪聲出現(xiàn)。本文證實(shí)從實(shí)驗(yàn)中不同光二極管和補(bǔ)償方法得出來的測量結(jié)果與理論非常吻合。