1. 引言
　本文設(shè)計的50MHz/250W 功率放大器采用美國APT公司生產(chǎn)的推挽式射頻功率MOSFET管ARF448A/B進(jìn)行設(shè)計。APT公司在其生產(chǎn)的射頻功率MOSFET的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和封裝形式上都進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計，使之更適用于射頻功率放大器。下面介紹該型號功率放大器的電路結(jié)構(gòu)和設(shè)計步驟。

　　2．50MHz/250W射頻功率放大器的設(shè)計

　　高壓射頻功率放大器的設(shè)計與傳統(tǒng)低壓固態(tài)射頻功率放大器的設(shè)計過程有著顯著的不同，以下50MHz/250W功率放大器的設(shè)計過程將有助于工程技術(shù)人員更好的掌握高壓射頻功率放大器的設(shè)計方法。

　　2.1射頻功率MOSFET管ARF448A/B的特點

　　ARF448A和ARF448B是配對使用的射頻功率MOSFET，反向耐壓450V，采用TO-247封裝，適用于輸入電壓范圍為75V－150V的單頻C類功率放大器，其工作頻率可設(shè)置為13.56MHz、27.12MHz和40.68 MHz。ARF448A/B的高頻增益特性如圖1所示。從圖中可以看出，當(dāng)頻率達(dá)到50MHz時，ARF448的增益約為17dB。

　　2.2 設(shè)計指標(biāo)

　　50MHz/250W功率放大器的設(shè)計指標(biāo)如下：

　　（1）工作電壓：>100V；（2）工作頻率：50MHz；

　?。?）增　　益：>15dB；（4）輸出功率：250W；

　?。?）效　　率：>70%；（6）駐波比：>20:1；

　　2.3 設(shè)計過程

　　功率放大器的輸入阻抗可以用一個Q值很高的電容來表示。輸入電容的取值可以參照相應(yīng)的設(shè)計表格，從中可以查出對應(yīng)不同漏極電壓時的電容取值。當(dāng)ARF448的漏極電壓為125V時，對應(yīng)的輸入電容值為1400pF。輸入阻抗取決于輸入功率、漏極電壓以及功率放大器的應(yīng)用等級。單個功率放大器開關(guān)管負(fù)載阻抗的基本計算公式如式（1）所示。

　　注意，利用公式（1）可以準(zhǔn)確的計算出A類、AB類和B類射頻功率放大器的并聯(lián)負(fù)載阻抗，但并不完全適用于C類應(yīng)用。對于C類射頻功率放大器，應(yīng)當(dāng)采用式（2）：

　　可以算出，當(dāng)Vdd為150V時，Rp的取值相當(dāng)于Vdd為50V時的9倍，這對輸出負(fù)載匹配非常有利。但是，需要注意的是，此時功率 MOSFET輸出電容的取值并沒有發(fā)生明顯的變化。由于高壓狀態(tài)下的并聯(lián)輸出阻抗顯著增大，輸出容抗也將顯著增大。換句話說，此時輸出容抗將起主要作用。因此，在設(shè)計過程中，應(yīng)當(dāng)采取相應(yīng)的措施克服輸出容抗的作用。

　　推挽工作過程需要一個平衡電路，每個開關(guān)管的漏極均與一個雙股扼流電感相連，采用這樣的結(jié)構(gòu)有利于磁通的平衡。

　　綜合考慮最大輸出功率和最壞工作條件，Vdd應(yīng)取為125V。這樣，每個開關(guān)管將提供125W的輸出功率，與1400pF的輸出電容Cos并聯(lián)的漏極阻抗為90歐姆?？梢圆捎迷黾臃至髌骰虼?lián)電感的方法對輸出電容進(jìn)行補償。由于已經(jīng)在開關(guān)管的漏極上采用了雙股扼流電感，因此輸出電容補償措施可以考慮采用串聯(lián)補償電感。

　　為了使漏極阻抗呈純阻性，應(yīng)當(dāng)在開關(guān)管的漏極上串聯(lián)電感。Rp可以通過公式（2）計算得到，而Cos是Vdd的反函數(shù)。計算出Rp和Xcos之后，選取適當(dāng)?shù)卮?lián)電感，可以實現(xiàn)共扼匹配，如圖2所示。其中，Cop與并聯(lián)輸出阻抗Cos有關(guān)。

　　通過公式（2）可以計算出Rp等于90歐姆，輸出電容為125pF。在50MHz頻率下，電抗Xcos為－j25.4歐姆。由此可以算出Rs為6.6歐姆，而所需的最優(yōu)取值為6.25歐姆。這就需要將漏極電壓稍稍調(diào)低或者將輸出功率

　　稍稍調(diào)高即可獲得所需的最優(yōu)取值。但是，在實際工作過程中，如果不能通過調(diào)整漏極電壓或輸出功率的方法獲得所需的串聯(lián)等效阻抗值，可以考慮在開關(guān)管上并聯(lián)一個電容以增大Cos的取值，這樣Ls的取值也將相應(yīng)的變化。增大Ls使Xcos過補償可以增大有效Rs值。如果在負(fù)載端增加一個分流電容，可以增大有效Rs值。圖3中的電容C8就是這個分流電容。這樣，電感、分流電容和輸出電容就構(gòu)成了一個π形網(wǎng)絡(luò)。

　　盡管功率放大器的DC非常高，但是由于工作頻率高達(dá)50MHz，MOSFET的輸入電容將使其輸入阻抗呈現(xiàn)射頻短路狀態(tài)。雖然可以通過增加匹配網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)阻抗匹配，但是匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值將很高，其成本也將大大提高。最適宜的方法是采用一個簡單的電感網(wǎng)絡(luò)來控制變換過程。

　　輸入阻抗在功率放大器工作過程中并不是固定不變的，由于密勒電容效應(yīng)的作用，輸入阻抗的變化范圍將相當(dāng)大。

　　圖3是50MHz/250W功率放大器的電路原理圖。門極匹配通過變壓器和調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)。變壓器可以提供推挽結(jié)構(gòu)所需的平衡輸入。推挽結(jié)構(gòu)可以使單個MOSFET的有效輸入阻抗增大約四分之一。注意，變壓器次級不能懸空，應(yīng)通過接地電阻接地。輸出電路采用前面提到的串聯(lián)補償方法，大電感用于獲得滿意的輸出電阻匹配效果，電容C8是輸出電感網(wǎng)絡(luò)的分流電容。T2是雙股環(huán)形分流扼流電感，該電感位于L2/L3補償扼流電感的低阻抗端，射頻電壓對它的影響很小，因此不會飽和。輸出耦合電容需要承擔(dān)射頻電流，因此需要采用表面積較大的型號。

　　圖4為實際電路布局圖，該電路采用雙面覆銅板，直接固定在散熱器上。線路板背面均為表面貼元件。而開關(guān)管則通過板上的矩形孔直接固定在散熱器的底面。

　　圖5和圖6所示分別為C類功率放大器在50MHz頻率條件下，增益和效率與輸出功率之間的關(guān)系圖。從圖中可知，輸出功率為150W時的增益最大，高出設(shè)計值約4dB，這主要是因為C類功率放大器工作過程中需要進(jìn)行壓縮，因此實際工作時還是能夠滿足設(shè)計要求的。而最大效率則出現(xiàn)在輸入和輸出之間實現(xiàn)共扼匹配的時候。

　　在對實際電路進(jìn)行檢驗時，將Vdd以5V步長由110V增大到135V，實驗結(jié)果清楚地顯示增益和效率的最佳值出現(xiàn)在125V時。對電路重調(diào)后，將電壓范圍擴(kuò)大到100V－150V，也能獲得滿意的效果，但是此時將可能出現(xiàn)峰值效率的情況。如果進(jìn)一步擴(kuò)大電壓范圍，L2和L3的值就需要作相應(yīng)的改動。

　　負(fù)載冗余測試是在25:1的駐波比條件下進(jìn)行的。用一根同軸電纜作衰減器，通過調(diào)諧電路改變反射系數(shù)的相位，結(jié)果并未發(fā)生不穩(wěn)定的現(xiàn)象。

　　3. 結(jié)論

　　前面介紹了50MHz/250W射頻功率放大器的設(shè)計方法，該方法可以推廣到其他高壓射頻功率放大器的設(shè)計過程中。利用APT公司的專用射頻功率MOSFET將極大的簡化射頻功率放大器的設(shè)計過程。