引言

目前工作于中波和短波波段的調(diào)幅廣播質(zhì)量遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于人們的收聽(tīng)要求，2004年制定的數(shù)字音頻廣播DRM技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)，是一種在原中短波頻帶內(nèi)，仍占用9kHz(或l0kHz)帶寬，可提供無(wú)干擾的接近調(diào)頻立體聲質(zhì)量的廣播技術(shù)。DRM廣播是繼調(diào)幅廣播、調(diào)頻廣播之后的第三代廣播方式，它的出現(xiàn)標(biāo)志著廣播系統(tǒng)正由模擬向數(shù)字體制過(guò)渡。目前，國(guó)內(nèi)外采用的DRM接收機(jī)大多基于PC的DRM軟件接收機(jī)，已經(jīng)比較成熟，但其應(yīng)用范圍受到一定限制。因此為促進(jìn)DRM系統(tǒng)的推廣，需要一種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便的硬件DRM接收機(jī)。

DRM系統(tǒng)采用OFDM調(diào)制方式，具有多種傳輸模式，適用于多種信道和帶寬的傳輸方式，可以傳送音頻流及數(shù)據(jù)流。圖1和圖2分別給出了DRM發(fā)射系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和接收終端原理圖。

圖1  DRM發(fā)射系統(tǒng)原理圖

圖2  接收終端結(jié)構(gòu)原理圖

DRM系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)

DRM關(guān)鍵技術(shù)包括OFDM調(diào)制解調(diào)、信道估計(jì)和同步等。

OFDM調(diào)制與解調(diào)技術(shù)

OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)如圖3所示。發(fā)送數(shù)據(jù)在頻域進(jìn)行編碼映射，經(jīng)過(guò)IFFT運(yùn)算變換到時(shí)域：

圖3  OFDM調(diào)制/解調(diào)實(shí)現(xiàn)框圖

（1）

式中X_n,k表示第n個(gè)符號(hào)，第k個(gè)子信道上調(diào)制的信號(hào)T為子載波上的符號(hào)周期，子載波間的頻率間隔為Δf=1/T，整個(gè)符號(hào)周期為T(mén)+T_g，g(t)為發(fā)送濾波器波形。經(jīng)IFFT后，頻域信號(hào)調(diào)制到了各個(gè)正交的子載波上，完成了正交頻分復(fù)用。每個(gè)OFDM碼元前加上保護(hù)間隔T_g=LT/N。保護(hù)間隔大于最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣所有時(shí)延小于保護(hù)間隔的多徑信號(hào)將不會(huì)延伸到下一個(gè)碼元期間，因而有效地消除了碼間串?dāng)_。OFDM信號(hào)經(jīng)加窗函數(shù)以降低帶外信號(hào)的功率，經(jīng)低通濾波后調(diào)制到主載頻發(fā)射到信道。

接收端的處理過(guò)程與發(fā)射端相反，信道出來(lái)的信號(hào)先經(jīng)過(guò)主載頻解調(diào)，低通濾波A/D轉(zhuǎn)換及串并變換后，再進(jìn)行FFT得到一個(gè)符號(hào)的數(shù)據(jù)。對(duì)所得數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡，以校正信道失真。然后進(jìn)行譯碼判決和并串變換，恢復(fù)出原始的二元數(shù)據(jù)序列。表1給出了DRM系統(tǒng)OFDM參數(shù)。

信道估計(jì)是進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)、解調(diào)和均衡的基礎(chǔ)。DRM系統(tǒng)在發(fā)送端適當(dāng)位置插入導(dǎo)頻單元，接收端利用導(dǎo)頻恢復(fù)出導(dǎo)頻位置的信道信息，然后利用如內(nèi)插、濾波、變換等處理手段，獲得所有時(shí)刻的信道信息。OFDM信道估計(jì)算法采用最小平方差(LS)算法和線性最小均分差(LMMSE)算法。其中LS算法定義為:

(2)

其中k的分布服從導(dǎo)頻分布規(guī)律，H*_k,LS代表在子載波k點(diǎn)經(jīng)過(guò)LS估計(jì)得到的信道信息，X_k是發(fā)送值，Y_k是經(jīng)過(guò)信道的接收值，N_k為噪聲，其中條件方差為E（│V_k│2│X_k│）=2δ²_n /    │Xk│²。LS算法計(jì)算量較少，但是其中的誤差V_k也大。為了減少誤差影響，可以采用LMMSE算法進(jìn)行平滑，它是基于估計(jì)信道的自相關(guān)函數(shù)R_h和信道噪聲方差δ²_n得到的，導(dǎo)頻處的信道估計(jì)值為：

(3)

其中h*_LS和h*_LMMSE是LS和LMMSE估計(jì)得到的導(dǎo)頻處的信道值。信道相關(guān)矩陣為R_h=E(hh^H)。X是一個(gè)對(duì)角矩陣，其對(duì)角線上的值為相應(yīng)的導(dǎo)頻上的發(fā)送值，上標(biāo)H代表共扼轉(zhuǎn)置。LMMSE要比LS性能要好4dB左右，但計(jì)算量LMMSE要比LS復(fù)雜。在DRM系統(tǒng)中，用于信道估計(jì)的導(dǎo)頻定義為 P_s,k=a_s,k e^j2πν[s,k] ，通常a_s,k=2^1/2，對(duì)于一些邊界子載波a_s.k=2。

同步技術(shù)

DRM系統(tǒng)是連續(xù)傳送模式，與基于802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無(wú)線局域網(wǎng)的突發(fā)傳輸系統(tǒng)不同。突發(fā)傳輸模式的前綴碼通常很短，這就要求能利用有限的前綴碼實(shí)現(xiàn)快速同步。而連續(xù)傳輸模式中系統(tǒng)信息是連續(xù)傳的。因此，接收機(jī)有更多的時(shí)間進(jìn)行可靠的有效信號(hào)檢測(cè)，然后進(jìn)行的各種誤差估計(jì)補(bǔ)償。同步包括頻率同步、時(shí)間同步（符號(hào)同步、定時(shí)同步）和采樣頻率同步。圖4給出了DRM同步方案框圖。

圖4  DRM同步算法框圖

圖5給出了使用信道2(典型中波)、魯棒模式B、SNR=30dB時(shí)，對(duì)數(shù)據(jù)通道MSC在同步和信道估計(jì)前后接收到的信號(hào)星座圖仿真結(jié)果。從圖中可以看出，經(jīng)過(guò)同步、信道估計(jì)處理后，星座圖明顯改善。

（a）同步和信道估計(jì)前

（b）同步和信道估計(jì)后

圖5  同步和信道估計(jì)前后MSC（64QAM）星座圖

接收機(jī)終端方案

基于軟件無(wú)線電的DRM接收機(jī)

1）基于TMS320DM6446的接收機(jī)硬件平臺(tái)

基于軟件無(wú)線電技術(shù)DRM接收機(jī)的硬件平臺(tái)如圖6所示，考慮到具有體積小、可靠性高、成本低及較好的實(shí)時(shí)性要求，采用TI公司針對(duì)多媒體、低功耗手持設(shè)備應(yīng)用開(kāi)發(fā)的雙處理器核芯片TMS320DM6446為核心的硬件平臺(tái)。利用DSP芯片強(qiáng)大的信號(hào)處理能力，來(lái)完成OFDM解調(diào)、信道解碼及解復(fù)用任務(wù)，利用ARM926完成音頻、數(shù)據(jù)解碼和系統(tǒng)的功能控制及管理。

圖6  基于軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)的DRM接收機(jī)

該終端硬件平臺(tái)包括調(diào)諧器、控制和DSP處理三個(gè)模塊。調(diào)諧器模塊主要由前端調(diào)諧器、混頻器及濾波器組成，作用是為系統(tǒng)提供合適的中頻信號(hào)。接收機(jī)前端應(yīng)選用靈敏度高、動(dòng)態(tài)范圍大、集成度高的器件，這里選擇ST公司的高性能車載收音機(jī)前端調(diào)諧器TDA7511，它包括混頻、中頻放大、自動(dòng)增益控制、AM/FM解調(diào)、PLL鎖相環(huán)和質(zhì)量監(jiān)測(cè)等，具有集成度高、所需外圍器件少和占用電路板面積小的優(yōu)點(diǎn)，是射頻前端的核心部件?？刂颇K主要由DM6446中的ARM9組成，配以外圍電路實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的控制及管理。DSP處理模塊是本終端的核心模塊，主要由DM6446中的TMS320 C64x+組成，經(jīng)模數(shù)變換后的數(shù)據(jù)流被送入DSP，完成DRM信號(hào)的解調(diào)、信道解碼及解復(fù)用任務(wù)，最后將結(jié)果輸出給ARM9，得到音頻信號(hào)。

調(diào)諧器的濾波器組是將空中接收到的信號(hào)劃分為各個(gè)波段進(jìn)行接收，以便濾除雜波，提高整個(gè)接收機(jī)的信噪比，增強(qiáng)靈敏度指標(biāo)。濾波器選擇橢圓函數(shù)濾波器，其在通帶和阻帶內(nèi)的頻響都呈現(xiàn)等波紋特性，其主要參數(shù)為濾波器階數(shù)為3、通帶內(nèi)波動(dòng)為0.25dB、阻帶內(nèi)衰減為50dB、阻抗為50Ω和插入損耗為6dB。

TDA7511內(nèi)部具有兩個(gè)混頻器，其先將天線收到的信號(hào)混頻到10.7MHz，再將信號(hào)二次混頻到455kHz，然后模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波、放大后送入外部混頻器。外部混頻器選用PHILIPS公司的SA612芯片，將455kHz模擬信號(hào)混頻到12kHz中頻上。SA612是內(nèi)部帶振蕩器和電壓參考的雙平衡混頻器，具有低功耗、集成度高的優(yōu)點(diǎn)，其振蕩器可被配置為晶體或調(diào)諧操作模式，操作靈活。A/D采樣用于將12kHz模擬信號(hào)數(shù)字化，A/D芯片的采樣率至少應(yīng)大于24kHz(12kHz的2倍)，這里選用AD9225模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片。AD9225為單電源供電、12位精度、25MSPS高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器，信噪比為71dB,雜散動(dòng)態(tài)范圍為85dB。

TMS320DM6446是具有雙核達(dá)芬奇架構(gòu)的產(chǎn)品，具有高性能、低功耗、大存儲(chǔ)容量和外設(shè)接口靈活等優(yōu)點(diǎn)，可以增添接收機(jī)硬件平臺(tái)性能、靈活性和可靠性。外接存儲(chǔ)器連接到其EMIF接口，由FLASH和SDRAM組成。FLASH選用一個(gè)512K×8b的AM29LV040B芯片，用于存放應(yīng)用程序，SDRAM選用16MB的HY57V281620芯片。系統(tǒng)工作時(shí)，F(xiàn)LASH中的程序在工作時(shí)被復(fù)制到DM6446的內(nèi)部存儲(chǔ)空間，并在內(nèi)部存儲(chǔ)器中開(kāi)始運(yùn)行，而外部的16MB SDRAM主要用于存儲(chǔ)處理后的數(shù)據(jù)。為了更方便地與計(jì)算機(jī)交換數(shù)據(jù)，設(shè)置了RS232接口/USB接口。

圖6的調(diào)諧器部分也可采用Mirics公司MS1001多頻段移動(dòng)廣播調(diào)諧器，實(shí)現(xiàn)DRM、模擬AM、FM和DAB的多制式移動(dòng)廣播功能。

2）DRM接收機(jī)軟件總體流程

接收機(jī)程序分兩部分，其中C64x+ DSP主要完成OFDM解調(diào)、信道解碼及解復(fù)等功能，并將結(jié)果輸出給ARM926，然后由ARM926完成音頻、數(shù)據(jù)解碼和系統(tǒng)的控制及管理功能。其程序流程如圖7所示。

圖7  DRM接收機(jī)軟件總體流程圖

基于專用集成電路的DRM接收機(jī)

圖8給出了基于DRM專用集成電路TMS320 DRM350的多制式接收機(jī)方案。

圖8  基于TMS320 DRM350的DRM接收機(jī)

TMS320 DRM300/DRM350是TI公司推出的世界第一塊支持DRM標(biāo)準(zhǔn)的專用單芯片。RS500是RadioScape推出的基于TI DRM300與DRM350芯片的模塊，支持DRM、模擬AM、FM和DAB標(biāo)準(zhǔn)，RS500模塊實(shí)現(xiàn)了圖6中的全部DRM接收機(jī)功能。以RS500為基礎(chǔ)，可以快速、低成本地開(kāi)發(fā)出可靠性高的多制式便攜式DRM接收機(jī)。圖8就是一種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便，可接收DRM、模擬AM等多制式廣播信號(hào)的接收機(jī)方案，外部MCU單片機(jī)，通過(guò)I2C控制RS500的配置及工作。

結(jié)束語(yǔ)

本文主要研究了DRM系統(tǒng)設(shè)計(jì)技術(shù)，詳細(xì)分析了DRM關(guān)鍵技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法。數(shù)字廣播逐漸取代模擬廣播是必然的發(fā)展趨勢(shì)，但在過(guò)渡期間二者是共存的。針對(duì)目前DRM接收機(jī)大多是基于PC的DRM軟件接收機(jī)，應(yīng)用范圍受到一定限制，文章提出了兩種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便的多制式硬件DRM接收機(jī)方案。采用這種數(shù)字、模擬AM混合接收機(jī)，可以促進(jìn)DRM系統(tǒng)的推廣，實(shí)現(xiàn)從當(dāng)前的模擬廣播到數(shù)字廣播的平滑過(guò)渡。