在2004年，楊百翰大學(xué)的地球微波遙感實(shí)驗(yàn)室(MERS)開(kāi)發(fā)了microSAR，展示了一種小型低成本LFM-CW SAR系統(tǒng)。在這一經(jīng)驗(yàn)的基礎(chǔ)上，BYU與Artemis Inc.合作開(kāi)發(fā)了一個(gè)更強(qiáng)力的microASAR，克服了原有設(shè)計(jì)的許多局限性。

該microASAR設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵要素是過(guò)采樣數(shù)字接收機(jī)。 過(guò)采樣提供了三個(gè)主要優(yōu)點(diǎn): 
1. 信號(hào)de-chirped可以在任意中頻(IF)，從而實(shí)現(xiàn)更好的RF濾波； 2. 通過(guò)數(shù)字濾波降低量化噪聲； 3. SAR能夠在de-chirped和脈沖模式下靈活切換。

基于BYU的microSAR系統(tǒng)雖然工作正常，但研究發(fā)現(xiàn)由于濾波器的脈沖響應(yīng)較長(zhǎng)，用于抑制饋電數(shù)據(jù)的High-Q濾波器會(huì)引起回波數(shù)據(jù)的失真。而使用偏置de-chirp可以避免這種失真。我們把這個(gè)系統(tǒng)稱(chēng)為偏置IF LFM-CW。

偏置 IF LFM-CW SAR的流程圖見(jiàn)圖1。首先使用ωIF對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行部分混頻后濾波。然后再與接收到的信號(hào)混頻，產(chǎn)生的差分分量與傳統(tǒng)的LFM-CW中的差分分量相似，但在偏置IF有所不同。有用信號(hào)在IF較高的部分，更容易找到High-Q濾波器，使其具有線性相位、銳利截止頻率和更好地抑制泄露。

使用一個(gè)高速ADC和FPGA就可以實(shí)現(xiàn)更高的性能與靈活性。 選擇一個(gè)可以采樣接收到的chirp全部帶寬的ADC可以實(shí)現(xiàn)脈沖模式以及在任意IF的de-chirp操作。FPGA通過(guò)提供充足的I/O端口來(lái)集成大量組件和通信設(shè)備，進(jìn)一步增強(qiáng)了設(shè)計(jì)。FPGA提供了靈活的操作模式。
如果忽略相關(guān)能量的功耗成本以及ADC分辨率具有可比性，最好以最高速率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣，能夠使得量化噪聲減小。因?yàn)榱炕肼暿且罁?jù)采樣頻率，以更高的速率采樣信號(hào)可將噪聲譜擴(kuò)展到更寬的帶寬，從而降低信號(hào)帶寬上的量化噪聲功率。

過(guò)采樣

數(shù)字信號(hào)處理的課程往往忽視振幅量化的影響，然而在LFM-CW系統(tǒng)中輸入信號(hào)的量化是噪聲的主要來(lái)源。一個(gè)完全隨機(jī)的信號(hào)在步長(zhǎng)q量化時(shí)，它相當(dāng)于在范圍內(nèi)均勻地增加白噪聲。通過(guò)對(duì)信號(hào)采樣后進(jìn)行適當(dāng)?shù)臑V波，量化噪聲與信號(hào)比(QNSR)都降低了約3dB，信號(hào)被過(guò)采樣的因子為2。 

圖2 展示了過(guò)采樣獲得的SNR增益。 在圖2(a)仿真的LFM-CW回波以?xún)H高于Nyquist 的速率進(jìn)行采樣。信號(hào)與量化噪聲的間隔約為64dB。圖2(b)中的信號(hào)被過(guò)采樣因子約為18，比特?cái)?shù)與圖2(a)相同。信號(hào)與量化噪聲的間隔則約為75dB。適當(dāng)?shù)牟捎脦V波器，過(guò)采樣可減少11dB的QNSR。

圖 2 用相應(yīng)的量化噪聲來(lái)描述子采樣(a)和過(guò)采樣(b)信號(hào)的頻譜的圖。注意：過(guò)采樣的信號(hào)具有較大的信號(hào)，與噪聲間隔約為11dB；兩個(gè)圖中的信號(hào)頻譜具有相同的帶寬，圖形的頻率縮放是不同的。

對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣后，下一步是在不影響數(shù)據(jù)完整性的情況下降低數(shù)據(jù)速率(抽取)。 此過(guò)程中有兩個(gè)步驟，第一步是濾掉量化噪聲，將信號(hào)變到基帶，以降低濾波后的信號(hào)采樣頻率。所有濾波功能都是采用數(shù)字多相濾波器實(shí)現(xiàn)，這種濾波器結(jié)合了過(guò)濾器和解碼器的操作， 從而減少了FPGA資源。

降低數(shù)據(jù)速率的第二步是預(yù)加。預(yù)加是將順序的回波加在一起，具有低通濾波多普勒頻譜的效果。預(yù)加可以用于microASAR數(shù)據(jù)，因?yàn)楦逷RF可用于分離泄露和第一個(gè)目標(biāo)，PRF遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信號(hào)的多普勒帶寬所要求的水平。

從信號(hào)處理的角度來(lái)看，預(yù)加和濾波的順序是可改變的。但預(yù)加和濾波的順序極大地影響了實(shí)現(xiàn)的內(nèi)存和硬件要求。還應(yīng)該注意的是，在每次信號(hào)處理操作后，數(shù)據(jù)的比特寬度都會(huì)增加，以防止溢出。

FPGA實(shí)現(xiàn)

為使所需系統(tǒng)達(dá)到上述的靈活性和高性能，microASAR數(shù)字接收機(jī)配備了一個(gè)12bit 500MHz ADC和一個(gè)Xilinx Virtex-5 FX-30T FPGA。這種組合可以使microASAR能對(duì)200MHz帶寬的發(fā)射信號(hào)進(jìn)行完整的采樣，并在各種de-chirp模式下工作。本節(jié)簡(jiǎn)要介紹了用于 de-chirp操作的FPGA實(shí)現(xiàn)的總體設(shè)計(jì)，并概述了所使用的設(shè)計(jì)方略。 

FPGA實(shí)現(xiàn)框圖如圖3 所示。FPGA上的嵌入式PowerPC處理器用于控制和協(xié)調(diào)完整數(shù)字接收機(jī)的操作，大多數(shù)參數(shù)可以通過(guò)與powerPC的以太網(wǎng)通信來(lái)設(shè)置。正常的信號(hào)數(shù)據(jù)路徑是從ADC到濾波子系統(tǒng)，然后通過(guò)緩存器存入存儲(chǔ)卡。

數(shù)據(jù)路徑也可以中斷并通過(guò)以太網(wǎng)端口傳輸。ADC中的數(shù)據(jù)立即被分成兩個(gè)交錯(cuò)的數(shù)據(jù)路徑，使得濾波器的時(shí)鐘速率可以減少兩倍來(lái)緩解時(shí)序約束。這兩個(gè)交錯(cuò)數(shù)據(jù)流相位差180度，并在之后重組。

這個(gè)濾波子系統(tǒng)包括所有的濾波，預(yù)加，抽取步驟，并且能夠配置不同的操作參數(shù)。 濾波子系統(tǒng)由多相濾波器組成，以處理大量的操作并減少FPGA資源。多相濾波器減少量化噪聲并限制了信號(hào)頻譜以便通過(guò)抽取數(shù)字采樣數(shù)據(jù)將信號(hào)轉(zhuǎn)換為DC。

對(duì)于microASAR，這是通過(guò)采用用12MHz的帶通濾波器(BPF)，從ωIF開(kāi)始以20倍抽取，提供約3.3位的分辨率增加。這使信號(hào)的有效位數(shù)(ENOB)達(dá)到16位ADCs，這些ADC通常僅適用于較低的采樣率。預(yù)加在濾波之后進(jìn)行，以減少內(nèi)存要求，從而使假定可以在on-chip memory中計(jì)算。

若先執(zhí)行預(yù)加可以減少濾波所需的乘法器。不過(guò)，在大多數(shù)情況下，這需要外部高速存儲(chǔ)，從而增加功耗和開(kāi)發(fā)時(shí)間。用多相濾波器替換單相濾波器，后接混頻器和多相低通濾波器，可以存儲(chǔ)更大的帶寬。同樣，除了使用混頻器和低通濾波器，同樣可以使用FFT。這兩種方法都需要更多的FPGA資源，并由于定點(diǎn)乘法和查找正余弦表而給信號(hào)增加噪聲。

這種簡(jiǎn)潔的設(shè)置最大程度地減少了FPGA資源，只需改變PRF即可對(duì)各種應(yīng)用進(jìn)行操作。 降低PRF可以降低調(diào)頻斜率，壓縮de-chirped后的目標(biāo)。模擬和數(shù)字濾波器有效地測(cè)量de-chirped數(shù)據(jù)的門(mén)。因此，通過(guò)將PRF從7-14kHz改變，SAR可以在5-1000米的高度、30-2500米的幅寬和0-150m/的速度下工作。雖然部分參數(shù)在機(jī)載作業(yè)中無(wú)法達(dá)到，但microASAR符合地面系統(tǒng)使用條件。

來(lái)源：雷達(dá)通信電子戰(zhàn)

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