1、 概述

2、基本同步整流電路

如圖1所示電路，其副邊為基本同步整流電路，關鍵波形見圖2.當原邊主開關管Q1開通時，通過變壓器T1向副邊傳輸能量，副邊工作在整流狀態(tài)，此時SR1的Vgs電壓為變壓器副邊繞組電壓，極性為正，SR2的Vgs電壓為零，因而SR1導通，SR2關斷；當原邊主開關管Q1關斷時，變壓器T1原邊繞組的勵磁電流和負載電流流經C1,C1上的電壓開始上升，當C1電壓升至Vin時，原邊繞組中的負載電流下降為0,在勵磁電流的作用下原邊勵磁電感Lm與電容C1進行諧振，諧振電壓Vr為正弦波，諧振周期Tr=2π√LmC2,諧振電壓Vr加到變壓器T1的原邊繞組上使T1磁復位，同時，副邊也進入到續(xù)流狀態(tài)，此時SR1的Vgs電壓為0,SR2的Vgs電壓為變壓器副邊繞組電壓，電壓波形為正弦波，極性為正，因而SR1關斷，SR2導通；這樣的工作狀態(tài)會周期性重復。

3、基本同步整流電路的問題

3.1、續(xù)流管的驅動

如圖2中SR2的Vgs波形，由于驅動SR2的是正弦波諧振電壓，受主開關的占空比和諧振參數的影響，電壓波形變化較大，驅動效果也不理想，模塊效率較低。

3.2、輸出并聯

將兩個采用基本同步整流電路的DC-DC模塊電源輸出并聯將會產生很多問題，其中的一個嚴重問題就是“電流反灌”.下面通過一個簡單的例子說明“電流反灌”現象。如圖3所示，當模塊2正常工作而模塊1被關斷時，模塊2的輸出電壓VOUT會通過模塊1內部的L、T1的副邊繞組分別加到SR1、SR2的G、S之間，SR1、SR2會因此導通并流過較大的電流，同時，模塊2的輸出電壓VOUT會被拉低。對于模塊1來說，此時的電流是反向流入模塊的，稱之為“電流反灌”現象。在N個模塊并聯的系統(tǒng)中，設每個模塊的最大輸出電流為Io,當其中一個模塊被關斷時，流入這個模塊的反灌電流將會達到（N-1）×IO,這將會帶來嚴重的后果。

4、改進的同步整流電路

4.1、電路描述

改進的同步整流電路如圖4,副邊同步整流管SR1移到上端，SR1、SR2采用共漏極接法，從變壓器抽取N1、N2繞組，N1繞組用于驅動SR1,N2繞組經半波整流用于驅動SR2,原邊同步信號SYNC經隔離，驅動小功率MOSFET S1,用于關斷SR2.其中的隔離驅動電路可以采用類似圖5的典型電路。關鍵信號的時序關系如圖6所示。

4.2、續(xù)流管的驅動

改進的同步整流電路通過半波整流的方式驅動SR2,驅動信號通過二極管D1給SR2的G、S間的等效電容Ci充電，由于MOSFET門極的輸入阻抗很大，Vgs將保持驅動信號的峰值不變，直到SYNC信號導通S1,將SR2的G、S間的電荷放掉。因而SR2的Vgs波形接近方波，并能維持到續(xù)流過程結束（見圖6中SR2的Vgs波形）。改進后的效率會更高。

4.3、輸出并聯

改進后的同步整流電路能夠支持多個模塊輸出并聯。如圖7所示，由于采用單獨的繞組N1、N2驅動同步整流管SR1、SR2,同步整流管的門極與輸出端VOUT沒有直接聯系，當模塊1 關機后，SR1、SR2的驅動電壓均為0,相當于二極管特性。在其它工作狀態(tài)，如啟動、待機、動態(tài)負載等情況下，并聯模塊也能正常工作。

5、應用結果

改進的同步整流技術應用在48V輸入，5V@20A輸出的DC-DC模塊電源上，效率可達到90%以上。圖8顯示了正常工作期間同步整流管的驅動波形，其中通道1是續(xù)流管的驅動波形，通道2是整流管的驅動波形?？梢妰晒艿尿寗硬ㄐ渭缺ＷC了適當的死區(qū)以避免直通，又能使通過二極管導通的時間盡量縮短，因而同步整流的效率很高。圖9顯示了兩個模塊并聯，當其中一個模塊關機時，在輸出并聯母線上的電壓波形，其中通道1是模塊1的關機信號，通道2是輸出并聯母線上的電壓波形。可見當其中一個模塊關機時，輸出并聯母線上的電壓不受影響。圖10顯示了單個模塊在輸出輕載和空載情況下關機的輸出端電壓波形，可見在關機后模塊的輸出電壓平緩下降，不會出現振蕩，其特性與肖特基整流的模塊電源基本一致。

6、總結

本文針對基本同步整流技術在應用中存在的一些問題進行了分析，并提出了改進的同步整流技術和具體的電路，該技術已應用在具有工業(yè)標準的磚系列DC-DC模塊電源中，并在實際應用中表現出優(yōu)良的性能和兼容性。