準(zhǔn)方波諧振轉(zhuǎn)換器也稱準(zhǔn)諧振(QR)轉(zhuǎn)換器，廣泛用于電源適配器。準(zhǔn)方波諧振的關(guān)鍵特征是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)在漏極至源極電壓(V_DS)達到其最低值時導(dǎo)通，從而減小開關(guān)損耗及改善電磁干擾(EMI)信號。

 準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作時，V_DS必須從輸入電壓(V_in)與反射電壓(V_reflect)之和降低到V_in。變壓器初級電感(L_p)與節(jié)點電容(C_lump，即環(huán)繞MOSFET漏極節(jié)點的所有電容組合值，包括MOSFET電容和變壓器寄生電容等)構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，L_p與C_lump相互振蕩，振蕩半周期以公式 計算。

 然而，自振蕩準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器在負載下降時，開關(guān)頻率上升；這樣，在輕載條件下，如果未限制開關(guān)頻率，損耗會較高，影響電源能效；故必須限制開關(guān)頻率。

 限制開關(guān)頻率的方法有兩種。第一種是傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器所使用的帶頻率反走的頻率鉗位方法，即通過頻率鉗位來限制開關(guān)頻率。但在輕載條件下，系統(tǒng)開關(guān)頻率達到頻率鉗位限制值時，出現(xiàn)多個處于可聽噪聲范圍的谷底跳頻，導(dǎo)致信號不穩(wěn)定。

 為了解決這個問題，就出現(xiàn)第二種方法，也就是谷底鎖定，即在負載下降時，在某個谷底保持鎖定，直到輸出功率大幅下降，然后改變谷底。輸出功率降低到某個值時，進入壓控振蕩器(VCO)模式，參見圖1。具體而言，反饋(FB)比較器會選定谷底，并將信息傳遞給計數(shù)器，F(xiàn)B比較器的磁滯特性就鎖定谷底。這種方法在系統(tǒng)負載降低時，提供自然的開關(guān)頻率限制，不會出現(xiàn)谷底跳頻噪聲，且不降低能效。

圖1：谷底鎖定方法示意圖。

 最新準(zhǔn)諧振控制器NCP1379/NCP1380概覽

NCP1379和NCP1380是安森美半導(dǎo)體新推出的兩款高性能準(zhǔn)諧振電流模式控制器，特別適合適配器應(yīng)用。作為應(yīng)用上述第二種方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括兩種工作模式：一為準(zhǔn)諧振電流模式，帶谷底鎖定功能，能消除噪聲；二為VCO模式，用于在輕載時提升能效。這兩款器件還提供多種保護功能，如過載保護(OPP)、軟啟動、短路保護、過壓保護、過溫保護及輸入欠壓保護。

 就工作原理而言，在帶谷底鎖定的準(zhǔn)諧振模式，控制器根據(jù)反饋電壓鎖定至某個谷底(最多到第4個谷底)，峰值電流根據(jù)反饋電壓來調(diào)整，提供所需的輸出功率。這樣，就解決了準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的谷底跳頻不穩(wěn)定問題，且與傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器相比，提供更高的最小開關(guān)頻率及更低的最大開關(guān)頻率，還減小變壓器尺寸。 

而在反饋電壓小于0.8 V(輸出功率減小)或小于1.4 V(輸出功率上升) 時，控制器進入VCO模式，此時峰值電流固定，為最大峰值電流的17.5%，而開關(guān)頻率可變，由反饋環(huán)路設(shè)定。

 在保護功能方面，這兩款器件以讀取輔助繞組電壓結(jié)合提供過零檢測(ZCD)和過載保護功能(參見圖2)，其中在MOSFET關(guān)閉期間(輔助繞組正電壓)使用ZCD功能，而在MOSFET導(dǎo)通期間(輔助繞組負電壓)使用OPP功能，能夠根據(jù)ZCD電壓減小峰值電流。          

圖2：NCP1379/NCP1380結(jié)合提供ZCD和OPP功能

 [!--empirenews.page--]此外，這兩款控制器內(nèi)置80 ms定時器，用于短路驗證。還提供繞組短路保護功能，以額外的電流感測(CS)比較器及縮短時間的前沿消隱(LEB)來檢測繞組短路，當(dāng)電流感測電壓(V_CS)達到電流感測電壓閾值(V_ILIM)的1.5倍后就關(guān)閉控制器。

 值得一提的是，NCP1380提供A、B、C和D等不同版本，用以滿足客戶不同的保護需求。例如，四個版本均提供過壓保護功能，而其中NCP1380A和NCP1380B提供過溫保護，NCP1380C和NCP1380D提供輸入過壓保護；另外，NCP1380A和NCP1380C提供過流保護閂鎖，而NCP1380B和NCP1380D提供過流保護自動恢復(fù)功能。此外，NCP1380A和NCP1380B在同一引腳上結(jié)合了過壓保護和過溫保護功能，而NCP1380B、NCP1380D及NCP1379在同一引腳上結(jié)合了過壓保護和輸入欠壓保護功能，這樣就減少了外部元件需求。

 應(yīng)用設(shè)計過程

假定我們的目標(biāo)電源規(guī)格為：輸入電壓85至265 V_rms，輸出電壓19 V，輸出功率60 W，最小開關(guān)頻率45 kHz(輸入電壓為100 Vdc時)，采用600 V MOSFET，230 V_rms時待機能耗低于100 mW。這樣，我們可將應(yīng)用設(shè)計過程分解為多個步驟。

 1)     準(zhǔn)諧振變壓器參數(shù)計算

匝數(shù)比：  
初級峰值電流：

 初級電感：

最大占空比： 

初級均方根(RMS)電流：

次級均方根(RMS)電流：

2)     預(yù)測開關(guān)頻率

負載下降時，控制器會改變谷底。問題在于如何才能預(yù)測負載變化時開關(guān)頻率怎樣變化。實際上，功率增加或減小時，控制器用以改變谷底的反饋(FB)電平也不同，正是借此特性提供谷底鎖定。知道反饋電平閾值后，我們就能夠計算開關(guān)頻率的變化及相應(yīng)的輸出功率。通過手動計算或使用Mathcad電子表格，我們就可以解極出最大開關(guān)頻率。

                                              圖3：預(yù)測開關(guān)頻率

3)     時序電容值(C_t)計算

在VCO模式下，開關(guān)頻率由時序電容(C_t)完成充電而設(shè)定，而C_t電容的充電完成受反饋環(huán)路控制。由準(zhǔn)諧振模式的第4個谷底向VCO模式過渡時，輸出負載輕微下降。要計算C_t電容值，先要計算第4個谷底工作時的開關(guān)頻率，并可根據(jù)反饋電壓(V_FB)與時序電容電壓(V_Ct)之間的關(guān)系計算出V_Ct的值為1.83 V。然后，根據(jù)等式C_t=I_CtT_sw,vco/1.83，可以計算出C_t的值為226 pF。我們實際選擇的的200 pF的C_t電容。

4)     應(yīng)用過載補償

在高線路輸入電壓(265 V_rms)時，由于傳播延遲，我們可以計算出峰值電流為：

開關(guān)頻率為：

故高線路輸入電壓時的功率能力為：

接下來要計算所需的過載保護電壓。

[!--empirenews.page--]在高線路輸入電壓時，將輸出功率限制為P_out(limit)=70 W，再根據(jù)峰值電流限制(I_pk(limit))與輸出功率限制之間的關(guān)系等式，可以計算出I_pk(limit)=2.67 A。

因此，可以計算出：

根據(jù)電阻分壓器的相關(guān)公式，以及選擇下部分壓電阻(R_opl)為1 kΩ及過零檢測電阻(R_zcd)為1 kΩ，可以計算出上部分壓電阻(R_opu)為223  kΩ。

5)     選擇啟動電阻及啟動電容

啟動電阻有兩種連接方式，一是連接至大電容(C_bulk)，二是連接至半波電路。啟動電容的計算必須配合電源在V_CC下降V_CC(off)之前關(guān)閉環(huán)路，相應(yīng)計算出的C_Vcc為3.9 µF，我們實際選擇的電容是4.7 µF。需要給C_Vcc充電的電流I_Vcc為28.5 µA。

如果選擇的是連接大電容，則啟動電阻R_startup為2.76 mΩ，相應(yīng)的功率耗散為55 mW；如果選擇的是半波連接，則計算得啟動電阻為880 kΩ，相應(yīng)的功率耗散為16 mW。由此觀之，半波連接大幅降低啟動電阻的功率耗散。

 6)     應(yīng)用同步整流

次級端的高均方根電流會導(dǎo)致輸出二極管損耗增加。我們以極低導(dǎo)通阻抗的MOSFET MBR20H150來替代二極管，從而提升能效及降低輕載和待機時的能耗。

 相應(yīng)地，可以計算60 W準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流功率損耗為：體二極管損耗(P_Qdiode)為7 mW，MOSFET損耗(P_ON)為1 W，總同步整流總開關(guān)損耗近似為1 W。相比較而言，使用MBR20200二極管時的總損耗為2.6 W，即采用MOSFET來替代二極管時節(jié)省損耗約1.6 W。

 性能測試

基于安森美半導(dǎo)體NCP1380B構(gòu)建的19 V、60 W準(zhǔn)諧振適配器的電路圖如圖4所示。在啟動時間方面，啟動電阻連接至大電容時，測得啟動時間為2.68 s；啟動電阻連接至半波時，測得啟動時間為2.1 s。

圖4：基于安森美半導(dǎo)體NCP1380準(zhǔn)諧振控制器的60 W適配器電路圖

 另外，我們也測試了這電路板在115 Vrms和230 Vrms條件下不同負載時的能效，參見表1。通過表1可以看出，115 Vrms時25%、50%、75%和100%負載條件下的平均能效高達87.9%，230 Vrms時25%、50%、75%和100%負載條件下的平均能效也達87.7%，超過“能源之星”2.0版外部電源工作能效要求。此外，輕載條件下的能耗也極低，能夠幫助節(jié)省電能。

表1：115 Vrms和230 Vrms條件下不同負載時的能效測試結(jié)果

 另外，通過改進電路，還能進一步提升能效及降低能耗。例如，在極低輸出負載時，可以采用特殊電路來移除TL431偏置抑制電路，從而降低持續(xù)消耗功率的啟動電阻的能耗。另外，在輕載時結(jié)合移除TL431和NCP4302偏置抑制電路，還可進一步提升能效，使典型負載條件下的平均能效增加至高于89%，而空載條件下的能耗也大幅降低，其中115 V_rms時為62 mW，而230 V_rms時為107 mW。

 總結(jié)：

本文探討了準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的基本特點、存在的問題及不同的解決方法，介紹了基于帶谷底鎖定準(zhǔn)諧振和VCO兩種工作模式的最新準(zhǔn)諧振控制器NCP1379和NCP1380的工作原理及關(guān)鍵保護特性，并簡要分析了其應(yīng)用設(shè)計過程。測試結(jié)果顯示，這兩款準(zhǔn)諧振控制器能用于設(shè)計更高工作能效和極低待機能耗的準(zhǔn)諧振適配器，滿足相關(guān)能效標(biāo)準(zhǔn)的要求。值得一提的是，優(yōu)化電路后還能進一步提升能效及降低能耗，有助于滿足更嚴格能效標(biāo)準(zhǔn)要求。