摘要：電荷泵式電子鎮(zhèn)流器，采用充電電容和高頻交流源，以實現功率因數校正（PFC），這已成為熒光燈鎮(zhèn)流器中極有吸引力的電路拓撲。但這種電路還存在一些問題，如輸入電流的THD值高，燈電流的波峰比（CF）高。對這些問題產生的根源進行了分析，并提出解決方法。附加兩只小型箝位二極管后，在開環(huán)控制狀態(tài)，就可使輸入電流波形得到很好的改善，從而使PF>0.99，THD<5％，而燈電流的CF<1.6。并給出了實驗結果。

關鍵詞：電子鎮(zhèn)流器；功率因數校正；電路

Analysis and Improvement for Charge Pump Electronic Ballast

GAO Ji-sun

Abstract:The charge pump electronic ballast circuit which employs a charging capacitor and a high frequency AC source to implement the power factor correction(PFC)has become an attractive topology for the ballast of the fluorescent lamp. But, this circuit has some problems, such as higher total harmonic distortion(THD)of the input current and higher crest factor(CF)of the lamp current. The origin of the problems is analyzed and asolution is proposed. With the addition of two small clamping diodes, very good input current(PF>0.99,THD<5％)and lamp current(CF<1.6)can be obtained with the open loop control. The experimental results are provided for verification.

Keywords:Electronic ballast;Power factor correction;Circuit

1  引言

    普通電子鎮(zhèn)流器拓撲，由帶無源LC濾波器的橋式整流電路和高頻逆變器組成，它已不能滿足電網的嚴格要求，如線路輸入端的功率因數要高，電網電流的THD要低等。斷續(xù)升壓式PWM變換器及其拓撲，可采用簡單的控制電路，達到較高的功率因數，不過，它需要附加一只笨重的升壓電感器，此外，開關功率管上的電壓/電流應力一般也比較大。綜合考慮，該電子鎮(zhèn)流器的性能/價格比就不會太高。近年來，采用充電電容和高頻交流源來進行功率因數校正（PFC）的電子鎮(zhèn)流器成為極具吸引力的電路拓撲。因為，充電電容器按類似“電荷泵”的方式來調整輸入電流的波形，這類電路，也叫做“電荷泵”功率調節(jié)器。因為在電路中，取消了升壓電感器，輸入端的LC濾波器的體積就大大減小了，鎮(zhèn)流器的成本還可能降低。但是，其輸入電流的THD>15％，燈電流的CF>2.4。本文在對該“電荷泵”電路的工作原理和存在問題進行分析后，采用二極管箝位技術克服了這些存在的問題，使在開環(huán)控制下，就能得到良好的輸入電流和燈電流波形。為了驗證理論分析結論，還提供了實驗結果。

2  工作原理和存在問題

    圖1為典型的“電荷泵”式電子鎮(zhèn)流器電路圖，圖中Lr與Cr是諧振元件，Cb1是隔直電容。該電路和普通鎮(zhèn)流器電路的區(qū)別是：普通鎮(zhèn)流器是在整流橋后緊接高頻逆變器，而本電路是增加了一只電容Cin和二極管Dc，這兩個元件在調整輸入電流波形方面起到了關鍵作用。圖1電路可分為兩部分：PFC及DC/AC逆變。圖2為其PFC部分的等效電路和理想波形。為了簡化分析，把Cr兩端的電壓看作獨立的高頻電壓源（Ua）。通過設計，使直流母線電壓Udc高于輸入的電網電壓Ug，二極管Dc不會導通。從而，輸入電流就等于Cin的的正向充電電流，電流的方向如圖2（a）所示 。 這 是 通 過 調 節(jié)ug和udc來 實 現 的 。 如 果Cin上 電 荷 的 變 化 〔 它 正 比 于Cin兩 端 電 壓 的 變 化 ， 即ucmax－ucmin。 參 看 圖 2（ b） 〕 緊 跟 著 輸 入 電 壓ug變 化 ， 則 可 使 功 率 因 數 達 到 1。 具 體 分 析 如 下 ：

(a)  階段1    (b)階段2    (c)    階段3    (d)  階段4

圖1  典型電荷泵電子鎮(zhèn)流器電路

圖2  PFC原理

(a)  等效電路    (b)  理想的波形

2.1  PFC原理分析

    在一個開關周期內電荷泵電路的穩(wěn)態(tài)工作，可分為四個拓撲階段，如圖3所示。理論波形如圖4所示。

圖3  PFC電 路 的 四 個 拓 撲 階 段

圖4  PFC電 路 的 理 論 波 形

    1）階段1[0～α]

    在這個階段，因為節(jié)點B處的電壓ub低于Udc，而高于ug，ugP 。 束 結 段 階 此 ug， 等 ub變 時 t="α" ω 當 拉 下 向 ub也 把 降 續(xù) ua繼 而 化 變 uc不 的 上 端 Cin兩 過 通 流 有 沒 Cin中 容 以 所 斷 關 DB均 橋 整 Dc和 管 極 二 則> <ub<udc，則二極管Dc和整流橋DB均關斷。所以，輸入電容Cin中沒有電流通過，Cin兩端上的電壓uc不變化。而ua繼續(xù)下降，把ub也向下拉。當ω t=α時，ub變得等于ug，此階段結束。

    2）階段2[α～π]

    在ω t=α，DB開始導通，ub被箝位到ug，使ub為恒定值。當ua繼續(xù)下降時，uc必然增加。這樣Cin被整流的電網電流充電。在ω t=π時，ua降至uamin，而uc則達到其最大值。

    ucmax=ug－uamin    （1）

    3）階段3[π～(π＋β)]

    在ω t=π之后，ua從uamin開始增加，ub變得大于ug，迫使DB關斷，因為ub低于udc，二極管Dc仍被阻斷。同階段1類似，電容Cin中無電流通過，uc維持不變。ua繼續(xù)增加，ub繼續(xù)提升，在ω t=π＋β時，此階段結束。

    4）階段4[(π＋β)～2π]

    在ω t=π＋β時，ub變得等于udc，二極管Dc開始導通，因為ub被箝位到udc，當ua繼續(xù)增加時，uc必然下降。Cin的放電電流流入udc，在ω t=2π時，ua增加到uamax，而uc達到其最小值。

     ucmin=ug－uamax    （2）

    在ω t=2π時，該電路工作又進入階段1，重復下一個開關周期。

    從上面分析可以看出，在該電路中的輸入電流是斷續(xù)的，它只在階段2內有電流流過。在此階段內，Cin上的電荷變化是：

    ΔQch=Cin(ucmax－ucmin)    （3）

把式（1）和式（2）代入式（3），并考慮到在階段2時

udc=ug可得到 [!--empirenews.page--]

    ΔQch=Cin(ug＋2Up－udc)    （4）

式中：2Up=uamax－uamin——ua的交流峰-峰值。

    因為，在整個開關周期內，整流二極管只在階段2內導通，則一個周期內的平均輸入電流就等于Cin的平均充電電流，即：

    iin,av=fsΔQch=fsCin(ug＋2Up－udc)    （5）

要使功率因數值大，就期望輸入電流緊緊跟隨輸入電壓，即：

    iin,av∝ug    （6）

如果在設計時，使

    udc=2Up=ua,max－ua,min    （7）

就會有：

     iin,av=fsCinug∝ug    （8）

    這就意味著，如果滿足式（7），該電路就會有良好的功率因數。這里，假定ua是正弦波形。事實上，ua可能是幅值恒定的其它任何波形。ua的直流偏置，也不是決定輸入電流波形的因素。只要ua的峰-峰值（2Up）等于udc，就能保證獲得良好的功率因數。

    從式（5）還可看出，2Up不應小于udc，這可避免電網電壓過零時，電網電流發(fā)生波形畸變。如果2Up<udc，則在ug≤|udc-2Up|時，電網電流會變成零。

2.2  輸入電流波形和燈電流波形不好的原因

    在實際電路中，輸入電流可能畸變。這是由于Cin對逆變器電路的影響。該逆變器的工作可分為三個等效的拓撲，如圖5所示。圖5中R1a'是燈的等效電阻。圖5表明，電容Cin在階段1及階段3，并不影響電路工作，但在階段2和階段4，Cin被接入了諧振電路。在交流等效電路中，Cin同Cr并聯起來了。因此，該等效的逆變器，可近似為圖6的電路。等效諧振電容值等于Cineq＋Cr（而Cb1僅僅是個隔直電容）。

 
(a）  階 段1，3    (b)  階 段2     (c)  階 段4

圖5  逆 變 器 工 作 的 三 個 子 拓 撲

    轉換后Cin的等效值可近似為一個可變電容Cineq，如圖6所示。因為，在一個開關周期內，由Cineq泵入諧振電路中的電荷可由式（4）表示，Cineq兩端上的電壓變化等于2Up，則該等效的輸入電容可以這樣估算：

圖 6  近 似 等 效 的 逆 變 器

    Cineq=ΔQch/ΔU=Cin(ug＋2Up－udc)/2Up    （9）

通常，在交流電網電壓半周期內，2Up和udc的變化是很小的，可通過適當的設計，使udc≈2Up，總能保持住。所以式（9）可寫成

    Cineq≌Cin(ug/2Up)∝ug    （10）

    盡管式（10）從數學上講不是嚴密的。但它使我們能較好地理解Cin對諧振電路的影響。一般地說，由于Cin的影響，總的諧振電容值（Cr＋Cineq）是隨著電網電壓ug的下降而減小，如式（10）所示。這使得高頻交流電壓ua的幅值在電網電壓半周期內成為可變的。從而，在此半周期內，式（7）就不能成立。于是，輸入電流波形畸變了，THD也升高了。因為，燈的阻抗很接近一個具有負的動態(tài)值的電阻（負阻），則燈管電壓上疊加的100Hz的紋波也會在燈電流波形上引發(fā)較強的100Hz紋波。結果，燈電流的波峰比CF值也變高了。

    當電網電壓變低時，總的諧振電容就變小了。在輕載狀態(tài)，這可能引起該逆變器的諧振頻率偏移到高于開關頻率，諧振電路的電流iL將會超前回路電壓ut。結果，導致功率開關管MOSFET不能在零電壓下開 關 （ZVS） （ 詳 見3中 的 論 述 ） 。 在 高 頻 工 作 時 ，MOSFET中 的 二 極 管 的 反 向 恢 復 電 流 可 能 會 損 壞MOSFET器 件 （ 詳 見3中 的 例 子 ） 。

    雖然，選用大的Cr（Cr》Cin）可能會降低Cin引起的影響，但諧振電感器中的電流應力仍然很高。所以，從效率和Lr的體積尺寸兩者來考慮，選用大的Cr并不可取。

3  改善輸入電流及燈電流波形的辦法

    根據式（5），要獲得正弦輸入電流波形，有兩個途徑：一是調整MOSFET管的開關頻率fs，二是獲得一種關系式：2Up=udc。調整fs就需要復雜的控制電路，況且，也難保證得到低的燈電流波峰比CF。因此，設法使2Up=udc，是可選擇的途徑。

3.1  基本的解決思路

    圖1基本電路的波形示于圖7。由于Cin的調制作用，ua的包絡線上有明顯的100Hz紋波。uc的變化，也不能跟隨輸入電壓ug。為得到良好的輸入功率因數，應該濾平ua的包絡。在特殊情況下，2Up總是大于udc，可以采用二極管箝位技術，來濾平ua的包絡。此電路示于圖8，其波形如圖9所示。ua的包絡被箝在udc（在這種情況下，uamax=udc，uamin=0），式（7）總能成立。可獲得正弦輸入電流波形。

(a)  ua波 形    (b)  uc波 形

圖 7  基 本 電 荷 泵 電 路 中 的ua及uc波 形 （2Up>udc）

圖8  帶 箝 位 二 極 管 后 的 改 進 電 路

(c)  模 態(tài)3：iL> 0，ua=udc

(d)  模 態(tài)4：iL>0，0P udc>

(e)  模 態(tài)5：iL< 0，0

(a)  模 態(tài)1：iL< 0，0?ua<udc

(b)  模 態(tài)2：iL > 0，0<ua<udc

圖9  有 箝 位 二 極 管 后 ， 改 進 電 路 的ua及uc波 形

3.2  工作原理

    該逆變電路的穩(wěn)態(tài)工作可分成六個工作模態(tài)，如圖10所示。圖中，ZA代表Cineg，Cr及R1a'＋Cb1的等效組合。圖11為該電路的仿真波形。在下面討論中，正向電流和電壓的方向按圖10所示定義。

圖 10  在 新 電 路 中 的 六 個 工 作 模 態(tài)  [!--empirenews.page--]

    1）模態(tài)1

    S2關斷，電感電流反向流經D1，使S1可在ZVS狀態(tài)導通。在這種模態(tài)下，ua小于udc，uLr1總是正的。從而，電感電流iL的幅值下降，當iL降到零時，這種模態(tài)結束。

    2）模態(tài)2

    S1導通，因為ua處于0和udc之間，Da1和Da2均截止。由于電感電壓的極性關系，電感電流iL維持正向增長。當ua達到udc時，這個模態(tài)結束。

    3）模態(tài)3（箝位模態(tài)或續(xù)流階段）

    Da1導通，ua被箝位到udc，uLr1為零。因此iL通過Da1和S1續(xù)流。當S1截止時，該模態(tài)結束。

    4）模態(tài)4

    S1截止，迫使正向的電感電流流經D2。從而使S2以ZVS導通。在這種工作模態(tài)中，ua總是正的，所以，電感電壓uLr1總是負的，電感電流的幅值下降。當電感電流變成零時，該模態(tài)結束。

    5）模態(tài)5

    S2導通，Da1和Da2都不導通。因為ua是處在udc和零之間。加在Lr1上的電壓是負的。因此，電感電流按反方向增加，如圖11所示。在降到零時，該模態(tài)結束。

圖11  新 電 路 的 理 論 波 形 圖

（uf為 開 關 電 壓 ， 虛 線 為 無 箝 位 二 極 管 ， 實 線 為 有 箝 位 二 極 管 ）

    6）模態(tài)6（箝位模態(tài)或續(xù)流階段）

    Da2導通，ua被箝位到零。電感電流經過Da2及S2續(xù)流。在S2截止時，該模態(tài)結束，又接著模態(tài)1開始下一個循環(huán)。

    圖11表明了有箝位二極管和沒有箝位二極管的波形圖。沒有箝位二極管時，諧振電路電流超前回路電壓，不能保證ZVS狀態(tài)。但是在有箝位二極管時，諧振電路電流就變得滯后回路電壓了（由于被箝位二極管引發(fā)的續(xù)流階段），MOSFET中的二極管在該開關管導通前總是導通著。自然就可得到ZVS狀態(tài)。所以，在采用了二極管箝位技術后，ZVS的負載范圍變寬了。通過適當的設計，使該箝位二極管只在很短時間內導通，這樣箝位二極管的電流應力就會很小。

3.3  進一步的改進措施

    從圖11可看出，圖8所示電路中的燈電壓波形（ua－udc/2）不是正弦波，這是由于箝位工作模態(tài)所致，從而，燈電流中就存在高頻諧波分量。這會引起EM1輻射問題。此外，在負載變輕時，該基本電路會受較高的電壓應力。這可采用第二級諧振技術來解決。圖12為最后所形成的電路。圖中Lr2和Cr2構成第二級諧振電路。這可以在負載變輕時，把直流母線上的電壓降低，并且還提供必要的電壓變換增益去點亮燈管，同時又滿足式（7）（這是高功率因數所需要的），由于Lr2及Cr2的低通濾波作用，燈電流波形就接近正弦波。其EM1輻射就小了。因為ua的包絡線被箝到udc，燈電流中電網頻率的紋波也會很小，燈電流的波峰比也下降了。

圖12  采 用 二 級 諧 振 有 箝 位 二 極 管 的 鎮(zhèn) 流 器 電 路

4  實驗結果

    為驗證上面的理論分析，進行了實驗。圖13是在圖12中沒有箝位二極管時的波形。其功率因數為98％，而輸入電流的THD是10.4％，燈電流的波峰比CF是2.4。

圖 13  沒 有 箝 位 二 極 管 時 的 波 形

    圖14是有箝位二極管時的波形（電路參見圖12）。圖中元件參數如下：Lr1=400μH，Cr1=1.2nF，Cin=28nF，Lr2=800μH，Cr2=9.4nF；輸入電網電壓是交流220V，所以udc為310V，工作頻率為50kHz。功率因數0.995，THD是4.5％，CF是1.58。

圖14  采 用 二 級 諧 振 有 箝 位 二 極 管 時 的 波 形

    圖12電路同圖1所示的基本電路相比較，所用磁性元件數相同。圖1所示電路中的變壓器是必不可少的，這是為了獲得適當的電壓變比，去點亮燈管，同時要滿足式（7）。但圖1電路中的諧振電感器的體積尺寸很大，因為它必須在燈點亮瞬間，能維持較大的伏·秒積（在燈點亮瞬間，燈電流較大，有大的電流通過諧振電感，此時，電感不應進入磁飽和）。相反，諧振電感器的Lr1體積尺寸卻小得多，因為，在點燈瞬間，Lr2和Cr2之間的第二次諧振，使得ua很小。實驗結果表明，所用磁材總體積從基本電路中62cm3降到新電路中的42cm3。雖然在新電路中多用了2只二極管，但新電路中，整個半導體開關器件上的電壓應力卻大大低于基本電路的電壓應力。因而，開關器件的價格也降低了。

5  結語

    基本的“電荷泵”電子鎮(zhèn)流器電路，輸入電流的THD高，燈電流的CF高，此外，在輕負載時和低的電網電壓時，不易保持ZVS狀態(tài)。而通過采用簡單的二極管箝位技術，使輸入電流的波形和燈電流的波形大大改善了，THD和CF明顯地降低了。而由于引入了續(xù)流階段，使ZVS也容易維持。此外，由于磁性元件體積的減小，半導體開關管上電壓應力的減小，使新電路的成本也降低了。