1. 初級(jí)端調(diào)節(jié)控制器及其運(yùn)行模式

LED 驅(qū)動(dòng)器的初級(jí)端調(diào)節(jié) (PSR) 解決方案使得固態(tài)照明 (SSL) 產(chǎn)品符合國(guó)際法規(guī)(比如 Energy Star)。PSR 僅僅根據(jù)電源初級(jí)端的信息，精確控制輸出電流，不僅消除了輸出電流感測(cè)損耗，而且無(wú)需次級(jí)反饋電路。因此，允許在小尺寸改型燈具中使用驅(qū)動(dòng)器電路以及滿(mǎn)足國(guó)際法規(guī)，而不會(huì)過(guò)多增加 SSL 應(yīng)用的成本。Fairchild 的 FL7733 脈寬調(diào)制 (PWM) PSR 控制器有助于簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)從而滿(mǎn)足 SSL 要求，同時(shí)無(wú)需使用外部元件。FL7733 提供高精度輸出電流調(diào)節(jié)，以應(yīng)對(duì)變壓器磁化電感、輸入和輸出電壓信息的改變，并提供強(qiáng)大的保護(hù)功能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)可靠性。

圖 1. 初級(jí)端調(diào)節(jié)反激式轉(zhuǎn)換器和關(guān)鍵波形

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模式 I

在 MOSFET 導(dǎo)通期間 (tON)，輸入電壓 (VIN) 施加在變壓器的初級(jí)端電感 (Lm) 上。然后，MOSFET 的漏電流 (IDS) 從零線(xiàn)性增加至峰值 (IDS.PK)，如圖 1所示。在此期間，電能從輸入獲取并存儲(chǔ)在電感中。

模式 II

MOSFET (Q) 關(guān)斷時(shí)，變壓器中存儲(chǔ)的電能迫使整流二極管 (D) 導(dǎo)通。當(dāng)二極管導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓 (VOUT) 和二極管正向壓降 (VF)施加到變壓器次級(jí)端電感，二極管電流 (ID) 從峰值 (IDS.PK?NP/NS) 線(xiàn)性減小至零。在電感電流放電時(shí)間 (tDIS) 結(jié)束時(shí)，變壓器中存儲(chǔ)的所有能量都被傳輸至輸出。

模式 III

當(dāng)二極管電流達(dá)到零時(shí)，變壓器輔助繞組電壓開(kāi)始因初級(jí)端電感 (Lm)與 MOSFET (Q) 上加載的有效電容之間的諧振而振蕩。

輸出電流可以通過(guò)峰值漏電流和電感電流放電時(shí)間估計(jì)，因?yàn)檩敵鲭娏髋c穩(wěn)態(tài)下的二極管電流平均值相同。漏電流峰值由 CS 峰值電壓檢測(cè)器確定，而電感電流放電時(shí)間由 tDIS檢測(cè)器檢測(cè)。根據(jù)峰值漏電流、電感電流放電時(shí)間和工作開(kāi)關(guān)周期信息，創(chuàng)新型 TRUECURRENT 計(jì)算模塊可估算輸出電流如下：

(1)

(2)

圖 2. DCM 控制

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應(yīng)該保證 DCM，以實(shí)現(xiàn)反激式拓?fù)渲械母吖β室驍?shù)。為了在較寬的輸出電壓范圍內(nèi)維持 DCM，在線(xiàn)性頻率控制中由輸出電壓線(xiàn)性調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率。輸出電壓由輔助繞組和連接至 VS 引腳的電阻分壓器檢測(cè)，如圖 2所示。當(dāng)輸出電壓降低時(shí)，次級(jí)二極管導(dǎo)通時(shí)間增加，DCM 控制會(huì)延長(zhǎng)開(kāi)關(guān)周期，從而在較寬的輸出電壓范圍內(nèi)保持 DCM 運(yùn)行。

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2. 具有較寬輸出電壓范圍的 LED 驅(qū)動(dòng)器

2.2. 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

本小節(jié)介紹基于FL7733的單級(jí)反激式 LED 驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)步驟。選擇了50 W 離線(xiàn) LED 驅(qū)動(dòng)器作為設(shè)計(jì)示例。設(shè)計(jì)指標(biāo)如下：

● 輸入電壓范圍： 90 ~ 277 VAC、 50 ~ 60 Hz

● 標(biāo)稱(chēng)輸出電壓和電流： 50 V/1.0 A

● 工作輸出電壓： 12 V ~ 50 V

● 最低頻率： 88%

● 工作開(kāi)關(guān)頻率： 65 kHz

● 最大占空比： 40%

初級(jí)匝數(shù)由法拉第定律確定。Np,min是由初級(jí)繞組兩端的最小線(xiàn)路輸入電壓峰值和最大導(dǎo)通時(shí)間固定。可避免磁芯飽和的變壓器初級(jí)端最小匝數(shù)可由下式給出：

(3)

其中Ae為磁心橫截面積(以 mm2為單位)，而 Bsat為飽和通量密度(以特斯拉為單位)。

(4)

根據(jù)等式(3)，初級(jí)到次級(jí)匝比由檢測(cè)電阻和輸出電流確定如下：

(5)

(6)

(7)

由于飽和通量密度隨著溫度的升高而減小，如果變壓器用于封閉外殼內(nèi)，應(yīng)考慮高溫特性。[!--empirenews.page--]

圖 3. 實(shí)現(xiàn)較寬輸出電壓范圍的 VS 電路

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選擇 R1 和 R2的第一個(gè)考慮因素是將 VS設(shè)置為 2.7 V，以確保額定輸出功率下能夠以高頻率運(yùn)行。第二個(gè)考慮因素是 VS 消隱。輸出電壓由輔助繞組和連接到 VS 引腳的電阻分壓器檢測(cè)。然而，在不包含 DC 母線(xiàn)電容器的

單級(jí)反激式轉(zhuǎn)換器中，在低線(xiàn)路電壓下由于較小的 Lm 電流會(huì)引起 VS 電壓檢測(cè)錯(cuò)誤，輔助繞組電壓無(wú)法箝位至反射的輸出電壓。在線(xiàn)路電壓過(guò)零點(diǎn)，頻率快速下降，可能導(dǎo)致 LED 燈閃爍。為了在整個(gè)正弦線(xiàn)路電壓范圍內(nèi)維持恒定頻率，VS 消隱會(huì)通過(guò)檢測(cè)輔助繞組在低于特定線(xiàn)路電壓 VIN.bnk時(shí)禁用 VS 采樣。第三個(gè)考慮因素是 VS 電平，應(yīng)該介于 0.6 V 與 3 V 之間，以避免在寬輸出應(yīng)用中觸發(fā) SLP 和 VS OVP。

由于 FL7733 的 VDD工作范圍是 8.75 ~ 23 V，如果輸出電壓低于 VOUT-UVLO (8.75×NS /NA)，應(yīng)該通過(guò)觸發(fā) UVLO 關(guān)斷 MOSFET開(kāi)關(guān)。因此，應(yīng)該在較寬的輸出電壓范圍內(nèi)12 ~ 50不觸發(fā) UVLO，從而提供合理的 VDD。通過(guò)添加外部繞組 NE和包含電壓調(diào)節(jié)器的 VDD電路，可以提供VDD。NE的設(shè)計(jì)應(yīng)該確保以最低輸出電壓 (Vmin.OUT) 提供 VDD時(shí)，不會(huì)觸發(fā) UVLO。外部繞組 NE可通過(guò)下式確定：

(9)

其中，VCE.Q1是 Q1 的集電極-發(fā)射極飽和電壓，VF.D3是 D3 的正向電壓，VF.D1是最低輸出電壓下 D1的正向電壓。

(10)

其中，VIN.bnk是實(shí)現(xiàn) VS 消隱的線(xiàn)路電壓電平，而IVS.bnk是實(shí)現(xiàn) VS 消隱的電流電平。

(11)

2.2. 設(shè)計(jì)測(cè)試結(jié)果

為了展示本應(yīng)用指南中所介紹設(shè)計(jì)步驟的有效性，構(gòu)建并測(cè)試了設(shè)計(jì)示例中介紹的轉(zhuǎn)換器。圖 4顯示在整個(gè)線(xiàn)路和輸出電壓范圍內(nèi)測(cè)得的 CC 容差。額定輸出電壓下通用線(xiàn)路上的 CC 低于 ±0.26 % 而整個(gè)線(xiàn)路和輸出電壓范圍 (12 V ~ 51 V) 內(nèi)的總 CC 調(diào)節(jié)是 ±1.23%。圖 5和圖 6 顯示分別在各種負(fù)載條件下測(cè)得的 PF和 THD 性能。

圖 4. 整個(gè)輸入和輸出電壓范圍內(nèi)的 CC 性能

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圖 5. 根據(jù)負(fù)載條件變化的 PF 性能與輸入電壓

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圖 6. 根據(jù)負(fù)載條件變化的 THD 性能與輸入電壓

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3. 結(jié)論

為了針對(duì)各種 LED 燈規(guī)范和 LED 特性提高靈活性和兼容性，本文介紹了覆蓋較寬輸出電壓范圍的 LED 驅(qū)動(dòng)器。Fairchild 的 PSR 控制器 FL7733 提供出色的高 PF 和低 THD 性能，并在非常寬的輸出電壓范圍內(nèi)提供恒流調(diào)節(jié)。此外，本文中設(shè)計(jì)的 LED 驅(qū)動(dòng)器可用于具有簡(jiǎn)單設(shè)計(jì)和較低成本的各種 LED 照明燈具。