0 引言

PWM 整流器具有能量雙向流動(dòng)、直流電壓穩(wěn)定、低諧波輸入電流、高功率因數(shù)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于單位功率因數(shù)整流、有源濾波及無功補(bǔ)償、交流傳動(dòng)等系統(tǒng)中。PWM整流器的控制實(shí)際上是對(duì)交流側(cè)電流的控制，實(shí)現(xiàn)的方案有電流直接控制和間接控制兩大類[1]。電流直接控制能實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的迅速調(diào)節(jié)，獲得較好的動(dòng)態(tài)性能，但需要高精度的電流傳感器，而且傳統(tǒng)的電流滯環(huán)控制開關(guān)頻率不固定;間接電流控制是在控制系統(tǒng)中通過控制調(diào)制電壓的幅值及其與電源電壓的相對(duì)位移來控制輸出直流電壓和功率因數(shù)，盡管它動(dòng)態(tài)響應(yīng)稍慢，還存在瞬態(tài)直流電流偏移，但它具有簡單的控制結(jié)構(gòu)和良好的開關(guān)特性，檢測(cè)量少，無需電流傳感器，成本低，易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，適用于對(duì)控制性能和動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求不高的場(chǎng)合，具有良好的工程實(shí)用價(jià)值。

1 三相電壓型PWM 整流器主電路拓?fù)渑c數(shù)學(xué)模型

三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，其中虛線框內(nèi)為試驗(yàn)測(cè)試負(fù)載電路[2]。

針對(duì)三相電壓型PWM整流器，建立采用開關(guān)函數(shù)描述的數(shù)學(xué)模型，首先作以下假設(shè)：

1)電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)ea、eb、ec為三相平穩(wěn)的純正弦波電動(dòng)勢(shì);

2)網(wǎng)側(cè)電感是線性的，且不考慮飽和;

3)將功率開關(guān)管損耗等效電阻Rs同交流濾波電感等效電阻Rl合并，且令R=Rs+Rl。

定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)sk 為

由圖1，忽略開關(guān)器件的開關(guān)延時(shí)、死區(qū)時(shí)間，控制系統(tǒng)緩沖時(shí)間，根據(jù)基爾霍夫電壓與電流定律，可得到三相電壓型可逆PWM 整流器的狀態(tài)空間模型如下[5]

在這里，L 是每相交流濾波電感的值，R 是每相功率開關(guān)管損耗等效電阻Rs與交流濾波電感等效電阻Rl的和，C 是直流輸出側(cè)的電容值。

2 基于電壓空間矢量脈寬調(diào)制的控制方法

由于交流電感的濾波作用，整流器交流側(cè)的輸入可近似認(rèn)為是三相正弦電流，直流側(cè)有大電容穩(wěn)壓，輸出呈直流電壓源特性，穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出直流母線電壓可認(rèn)為保持不變。由于交流濾波電感等效電阻及開關(guān)器件損耗等效電阻較小，在忽略交流濾波電感及開關(guān)器件等效電阻的條件下，三相電壓型PWM 整流器的單相等效電路和空間矢量圖如圖2、圖3、圖4所示[3]。

在圖3與圖4中，E為電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)的電壓空間矢量，Vp為三相電壓型PWM整流器的網(wǎng)側(cè)電壓空間矢量，VL為交流濾波電感兩端間的電壓空間矢量，I 為交流電源輸出的電流空間矢量。

由圖3 和圖4 可見，適當(dāng)控制Vp的大小和Vp與E之間的相位角茲，就可以控制輸入電流I的大小與相位，因而能控制整流器傳送能量的大小和直流側(cè)電壓，最終就能夠控制功率因數(shù)和實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

如何控制輸入電流，得到理想的功率因數(shù)以及實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，根本任務(wù)在于得到各功率開關(guān)器件的控制規(guī)律和通斷時(shí)間。PWM技術(shù)已廣泛應(yīng)用于整流系統(tǒng)以提高功率因數(shù)并改善電流波形，本文基于電壓空間矢量脈寬調(diào)制原理，通過電壓空間矢量PWM控制，在整流器橋路交流側(cè)生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓。該電壓與電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)共同作用于整流器交流側(cè)，在整流器交流側(cè)形成正弦基波電流，諧波電流則由整流器交流側(cè)電感濾除。

在傳統(tǒng)的相位幅值控制方式中，在功率因數(shù)為1時(shí)，控制角茲與控制電壓矢量Vp的計(jì)算完全根據(jù)矢量圖并依賴于主電路參數(shù)，如式(3)、式(4)所示[4]。

式(3)和(4)的運(yùn)算量較大并且與主電路參數(shù)相關(guān)聯(lián)，不易實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)控制，系統(tǒng)存在受主電路參數(shù)影響的局限性。本文提出的控制方法是將PI調(diào)節(jié)器的輸出作為相位角茲的給定，而相位角茲作為被控對(duì)象的輸入變量，并依據(jù)能量守恒原理和系統(tǒng)的調(diào)節(jié)關(guān)系以及矢量關(guān)系確定控制算法，這樣就實(shí)現(xiàn)了對(duì)整流器網(wǎng)側(cè)控制電壓Vp的相位的控制，系統(tǒng)閉環(huán)結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。

對(duì)于網(wǎng)側(cè)控制電壓幅值，根據(jù)電壓空間矢量脈寬調(diào)制控制原理有[6]

3 控制系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)

三相電壓型PWM整流器控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示?？刂葡到y(tǒng)需要檢測(cè)的信號(hào)有三相交流電源的電壓信號(hào)ea、eb、ec 和網(wǎng)側(cè)直流母線電壓信號(hào)Vdc，這些電壓信號(hào)經(jīng)信號(hào)調(diào)理電路轉(zhuǎn)換成DSP的A/D 接口接收范圍內(nèi)的模擬信號(hào)，DSP 則完成輸入信號(hào)的A/D 轉(zhuǎn)換、三相對(duì)稱(a，b，c)到兩相垂直(D，Q)的坐標(biāo)變換、PI 調(diào)節(jié)、空間矢量調(diào)制等控制任務(wù)，DSP 輸出的SVPWM 信號(hào)經(jīng)IPM 驅(qū)動(dòng)電路后送給IPM?？梢?，整個(gè)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單明了，易于實(shí)現(xiàn)。[!--empirenews.page--]

4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于以上的控制方法，進(jìn)行了軟件仿真與實(shí)際硬件實(shí)驗(yàn)。模型中仿真參數(shù)為：交流電源電壓頻率為50 Hz，電感L=8 mH，直流側(cè)電容C=6 000 滋F，R=1 贅，

開關(guān)頻率為6 kHz。圖7(a)是能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)相電壓與對(duì)應(yīng)的相電流仿真波形，這里交流側(cè)電源相電壓有效值為220 V，is=0，直流電壓Vd c=650 V，負(fù)載RL=40 贅;圖7(b)是能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)相電壓與對(duì)應(yīng)的相電流仿真波形，這里交流側(cè)電源相電壓有效值為220 V，is=15 A，負(fù)載RL=120 贅;圖7(c)是能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行突然轉(zhuǎn)變到能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)的直流側(cè)母線電壓的仿真波形，能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)，交流側(cè)電源相電壓有效值為150 V，is=0，直流電壓Vd c=450V，負(fù)載RL=120 贅，能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)，交流側(cè)電源相電壓有效值為

150 V，is=12 A，直流電壓Vd c=450 V，負(fù)載RL=120 贅;

圖7(d)是能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行突然轉(zhuǎn)變到能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)的直流側(cè)母線電壓的仿真波形，仿真參數(shù)同圖7(c)。

由圖6，構(gòu)建了三相電壓型PWM整流器控制系統(tǒng)，控制芯片采用TI 公司的TMS320LF2407A，主電路功率開關(guān)器件采用富士公司的IGBT-IPM 模塊7MBP100RA120，其他相關(guān)參數(shù)參見上述仿真參數(shù)。

實(shí)際運(yùn)行結(jié)果如圖8所示。圖8(a)是能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)相電壓與對(duì)應(yīng)的相電流實(shí)驗(yàn)波形，這里交流側(cè)電源相電壓有效值為220 V，is=0，直流電壓Vd c=650 V，負(fù)載RL=40 贅;圖8(b)是能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)相電壓與對(duì)應(yīng)的相電流實(shí)驗(yàn)波形，這里交流側(cè)電源相電壓有效值為150 V，s=12 A，負(fù)載RL=120 贅;圖8(c)是能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行突然轉(zhuǎn)變到能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)的直流側(cè)母線電壓的實(shí)驗(yàn)波形，能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)，交流側(cè)電源相電壓有效值為150 V，is=12 A，直流電壓Vd c=450 V，負(fù)載RL=120 贅，能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行時(shí)，交流側(cè)電源相電壓有效值為150 V，is=0，直流電壓Vd c=450 V，負(fù)載RL=120 贅。由于實(shí)驗(yàn)條件所限，未能進(jìn)行能量從交流側(cè)向直流側(cè)傳遞運(yùn)行突然轉(zhuǎn)變到能量從直流側(cè)向交流側(cè)傳遞運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)。

以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此控制方法實(shí)現(xiàn)了三相電壓型PWM整流器的高功率因數(shù)運(yùn)行，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流動(dòng)，實(shí)現(xiàn)了整流器直流側(cè)母線電壓的穩(wěn)定控制，而且實(shí)現(xiàn)容易，所以具有良好的工程實(shí)用價(jià)值。

5 結(jié)語

本文針對(duì)圖1 所示三相電壓型PWM 整流器電路，建立了基于開關(guān)函數(shù)描述的數(shù)學(xué)模型，介紹了一種簡單的控制方法，在此基礎(chǔ)上，進(jìn)行了軟件仿真和實(shí)際硬件實(shí)驗(yàn)。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所介紹的控制方法實(shí)現(xiàn)了三相電壓型PWM 整流器的能量雙向流動(dòng)、直流電壓穩(wěn)定控制及高功率因數(shù)運(yùn)行，而且實(shí)現(xiàn)容易，具有實(shí)際工程應(yīng)用價(jià)值。