引言

傳統(tǒng)的矢量調(diào)制技術(shù)是根據(jù)母線電壓、目標輸出電壓幅值與相位計算某一開關(guān)時刻下的三相橋臂對應(yīng)IGBT的占空比,因此一個穩(wěn)定的母線電壓對于系統(tǒng)的穩(wěn)定性至關(guān)重要,而直流母線電容在電機控制器中能夠起到吸收IGBT開關(guān)過程中脈沖電流沖擊、平滑母線電壓的作用,從而防止因負載突變、開關(guān)動作導(dǎo)致的電壓大幅波動。

對于汽車產(chǎn)品,小型化、輕量化一直都是發(fā)展的主流方向。由于電容ESR的存在,紋波電流在電容上的損耗會引起電容溫度的上升。而電容容芯的溫度直接影響著電容的壽命,且電容的散熱沒有太多的變化,增大體積成了加強電容散熱的主流方式。隨著控制器功率密度的不斷提升,支撐電容在整個控制器中的體積已經(jīng)占到了30%左右,成本和重量則占到了整體的20%。

目前,國內(nèi)外對于母線電容紋波抑制進行了較多的研究。美國橡樹嶺國家實驗室針對一個雙繞組電機,通過兩套并聯(lián)的IGBT采用移相控制方式分別控制兩套繞組,電容器紋波電流降低了55%~75%,電池紋波電流降低了70%~90%,電容體積可以降低55%~75%。中車時代電氣研究院的應(yīng)婷通過分析并聯(lián)系統(tǒng)中的諧振問題,對紋波電流諧振點分布規(guī)律進行了研究,通過調(diào)整匹配多電機系統(tǒng)母線的諧振頻率,實現(xiàn)母線電容紋波電流的抑制。

1支撐電容紋波電流產(chǎn)生原理

對于由電池供能的電動汽車電機控制器,支撐電容主要是吸收IGBT開關(guān)過程中產(chǎn)生的電流脈沖,起到平滑母線電壓、降低電池端紋波電流的作用。電容紋波電流是電容溫升的主要來源,電容容芯溫度越高,電容的使用壽命越短。本文探索了雙電機/多電機系統(tǒng)不同控制器之間如何通過電容紋波電流相互抵消進而抑制電容紋波電流。紋波電流的降低不僅可以降低電容容芯溫度,延長電容壽命,還能減少對電容容量的需求,減小電容體積,節(jié)約成本,在實現(xiàn)系統(tǒng)輕量化的同時具有較好的經(jīng)濟效益。

電動汽車雙電機控制器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

為了方便更好地理解電容紋波電流產(chǎn)生的過程,下面先就單電機控制器系統(tǒng)進行分析。單電機控制器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示,根據(jù)基爾霍夫定律,電容上的紋波電流Ic等于電池電流Ib與IGBT輸入端電流Id的代數(shù)和。假設(shè)母線電容的濾波效果非常好,電池電流Ib可以看成是一個相對穩(wěn)定的直流量,IGBT輸入端電流Id是一個與開關(guān)狀態(tài)相關(guān)的脈沖電流。

下面通過分析單電機控制器在正弦脈寬調(diào)制(SPWM)下的Ib、Ic、Id電流狀態(tài),來理解電容紋波電流產(chǎn)生的過程。

母線電容的紋波電流Ic可表述為:

假設(shè)電機電流為相位互差120°的三相對稱正弦電流波形,有:

式中:IS為電機線電流有效值。

1.1電池電流Ib的計算

根據(jù)交直流側(cè)功率守恒,有:

即電池電流Ib滿足:

式中:m為調(diào)制度:coS②為功率因數(shù):7為控制器效率。

1.2SPWM調(diào)制下母線電容紋波電流計算

假設(shè)S(t)為SPWM的三角載波時域信號函數(shù),三相正弦調(diào)制波為:

U/V/W三相上橋臂的開關(guān)信號有:

EQ \* jc3 \* hps19 \o\al(\s\up 8(

流過U/V/W三相上橋臂的電流滿足:

IGBT輸入端子總電流Id滿足:

由公式(1)(4)得電容上的紋波電流可表示為:

根據(jù)文獻可得一個周期內(nèi)電容上紋波電流的有效值為:

1.3開關(guān)過程中的電流回路分析

控制器輸出三相對稱交流電路如圖3所示。取框中對應(yīng)的點進行分析,Iu為正向電流,Iv、IW為負向電流。

空間矢量調(diào)制向量六邊形如圖4所示,取電壓矢量落在第一個扇區(qū)進行分析。

輸出電壓矢量:

式中:U1、U3為與第一扇區(qū)相鄰的兩個有效電壓矢量:71、72為根據(jù)向量分解后得到的對應(yīng)U1、U3分別需要的工作時間。

由于開關(guān)頻率一般遠高于電機的電氣頻率,為簡化分析,在一個開關(guān)周期內(nèi),將電流視為恒定值。

對于七段式SPWM調(diào)制方式,載波周期分成左右對稱的兩部分。對圖3中框出的電流分布,取左側(cè)的這部分進行分析,得到各工作電壓下IGBT的狀態(tài)及電流導(dǎo)通路徑如圖5所示。

從圖5中可以看到,在U0矢量和U7矢量時,電機通過IGBT下三管或上三管形成閉環(huán),此時與電池、電容之間是沒有能量交換的,故Id處無電流,電池端的電流給電容充電。

在U1矢量下,U相上管導(dǎo)通,Id處電流與電機U相電流一致,由于電池端電流Ib小于U相電流Iu,根據(jù)基爾霍夫定律,電容對外放電,且滿足：

在U3矢量下,U相電流從U相上橋臂IGBT流過,V相電流經(jīng)V相上管二極管續(xù)流,W相電流從W相下橋臂IGBT通過,IGBT輸入端子處的電流Id等于IW,且滿足：

通過對上述過程的分析,對于單電控,在零矢量)U0、U7電壓矢量)時電池對電容充電,在有效工作電壓矢量時,電容對外放電。

2雙電機控制器紋波電流抑制

從上述分析過程可知,電容在零矢量時進行充電,在工作矢量時對外放電,電容充放電過程中的電流即電容的紋波電流,如圖6中Ic曲線所示。

對于雙電機控制器,先將其視為兩個相互獨立的控制器,則兩個控制器會分別在其母線支撐電容上產(chǎn)生一個紋波電流。根據(jù)支撐電容上的紋波電流特點,通過調(diào)整兩個控制器的載波相移,使得兩個電容紋波電流的正負相抵,進而實現(xiàn)紋波電流抑制功能。

圖7中兩個控制器載波相位分別相差0°和90°,最終在母線支撐電容的合成紋波電流(Ic曲線)上存在較大差異,可以發(fā)現(xiàn),移相90°后電容上的紋波電流得到明顯抑制。

根據(jù)公式(7)(8)(9),對于雙電控IGBT輸入端子總電流Id滿足:

根據(jù)參考文獻:

式中:ISn,k和ISn,k′分別為兩個控制器的輸出電流:n為開關(guān)周期計數(shù):fSW為開關(guān)頻率:k為電流基波計數(shù):fm和fm′分別為兩個控制器的電流基波頻率:an,k、αn,k分別為兩個控制器的三角載波對應(yīng)于n、k計數(shù)時的相角。

特別地,當(dāng)兩個控制器輸出電流頻率、幅值一致時,公式(16)可表示為:

如上述方程所示,可以對兩個控制器的載波進行移相,使得兩個控制器的載波不一致來減小紋波電流。

3仿真與實驗

針對上述分析,建立電機仿真模型進行分析驗證。

3.1單電機控制器紋波電流仿真

電機l轉(zhuǎn)速為3000r/min,輸出扭矩100N·m,仿真得到的電池電流Ib、電容紋波電流Ic、IGBT輸入端子處電流Id波形如圖8所示:一個開關(guān)周期內(nèi)的電容電流波形與載波、調(diào)制波的關(guān)系如圖9所示:U/V/W上橋臂電流波形如圖10所示。

仿真結(jié)果與前文中對紋波電流的分析一致。

3.2雙電機控制器紋波電流仿真

建立雙電機控制器模型,通過控制兩個控制器的三角載波的相位變化,對比電容紋波電流抑制效果。

電機l運行轉(zhuǎn)速1000r/min,輸出扭矩200N·m,電機2運行轉(zhuǎn)速2000r/min,輸出扭矩100N·m,只改變載波相移角度,電容紋波電流波形對比如圖11所示。

從圖11中可以看到,當(dāng)載波移相90°后,電容紋波電流明顯減小。從圖12中可以看出,電容紋波電流波頭數(shù)更多了,最大幅值從-400A降到了不到200A,電容紋波電壓也有所下降。

3.3實驗驗證

搭建雙電機控制系統(tǒng)如圖13所示,分別在載波位移為0°和載波位移為90°的情況下測試電容的溫升情況。

測試條件:母線電壓350V,冷卻液溫度65℃,冷卻液流量8L/min,電機1運行于3000r/min、120N·m電動工況,電機2運行于4000r/min、80N·m電動工況。

圖14為電容溫升結(jié)果對比。實驗結(jié)果顯示,載波位移為0°時,電容容芯最高溫度為108℃,載波位移調(diào)整為90°后,電容容芯的最高溫度降至104℃。

4結(jié)語

本文通過對IGBT開關(guān)周期內(nèi)不同開關(guān)狀態(tài)下控制器上電流的瞬態(tài)路徑進行分析,梳理了電容紋波電流產(chǎn)生的基本原因,并提出一種在多電機系統(tǒng)中通過載波移相對電容紋波電流進行抑制的方法。在項目具體實施過程中,采取該方法進行雙電機控制,仿真和實驗結(jié)果均顯示電容紋波電流得到了有效抑制,電容溫升大幅降低。該方法的充分應(yīng)用,不僅可以有效降低雙電機控制器系統(tǒng)的電機振動和噪聲,還能夠有效延長變流器支撐電容的使用壽命。