橋式轉(zhuǎn)換器是一種DC 轉(zhuǎn) DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌陔娏ψ儔浩髦幸詷蚴脚渲盟膫€(gè)主動(dòng)開關(guān)元器件。相較于橋式整流器，全橋式轉(zhuǎn)換器的損耗更低，是一種常用的配置，也可以在提供隔離的同時(shí)升高或降低輸入直流電壓。全橋式轉(zhuǎn)換器還能提供其他功能，例如反轉(zhuǎn)極性與多同步輸出電壓，應(yīng)用于服務(wù)器電源、電信整流器、電池充電系統(tǒng)，以及可再生能源系統(tǒng)等產(chǎn)品?；竟ぷ鞣绞绞窃诳刂撇ㄐ蔚陌雮€(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通一對(duì)晶體管，并在隨后半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通第二對(duì)。全橋式轉(zhuǎn)換器使用脈寬調(diào)制 (PWM) 信號(hào)控制，同時(shí)成對(duì)導(dǎo)通每個(gè)電極，或單獨(dú)按順序?qū)?。柵極驅(qū)動(dòng)器 IC 通常用來產(chǎn)生高電流，驅(qū)動(dòng)例如 IGBT 或功率 MOSFET等高功率晶體管的柵極輸入。本文探討設(shè)計(jì)使用Diodes 公司的 DGD2190M 柵極驅(qū)動(dòng)器 IC來驅(qū)動(dòng)全橋式開關(guān)轉(zhuǎn)換器一次側(cè)各端時(shí)，所涉及的關(guān)鍵設(shè)計(jì)技術(shù)與布局參數(shù)。本文也會(huì)指導(dǎo)如何選擇分立元器件參數(shù)值，從而實(shí)現(xiàn)最佳電路工作。

自舉元器件選擇

自舉(Bootstrap)電路是 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的必要部分。它能提供高于主要供電軌的電壓，足以驅(qū)動(dòng)作為高側(cè)開關(guān)的 N 溝道 MOSFET柵極。自舉是指由自舉二極管(Bootstrap Diode)、自舉電容(Bootstrap Capacitor)與限流電阻組成的電荷泵電路。本段說明如何選擇上述器件。

電阻選擇

在圖 1 中，低側(cè) MOSFET (Q2 或 Q4) 導(dǎo)通時(shí)，VS 會(huì)連接至 GND，自舉電容 (CB1、CB2) 開始充電。高側(cè) MOSFET (Q1 或 Q3) 導(dǎo)通時(shí)，VS 便會(huì)移至 VCC 之上，自舉電容 (CB) 的電荷提供電流，驅(qū)動(dòng) IC 高側(cè)柵極驅(qū)動(dòng)器。低側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí) (先接通電源)，CB 便會(huì)首次通過自舉電阻 (RB1 和 RB2) 與自舉二極管 (DB1 和 DB2) 充電。此時(shí)會(huì)產(chǎn)生最大的充電電流，因?yàn)樵谡９ぷ髑闆r下，每次循環(huán)時(shí) CB 通常不會(huì)完全放電。因此，自舉電路會(huì)包含一個(gè)自舉電阻，用來限制當(dāng) VS 降至 VCC 以下時(shí)為 CB 充電的浪涌(Inrush)電流。浪涌電流在首次充電時(shí)最大。限制浪涌電流有利于限制 VS 與 COM 的噪聲尖峰大小，而噪聲尖峰可導(dǎo)致?lián)舸?Shoot-Through)。浪涌電流的幅值與持續(xù)時(shí)間主要由自舉電阻與電容 (以及 VCC) 的元器件參數(shù)值決定。選擇自舉電阻參數(shù)值時(shí)，既要限制浪涌電流，也要最小化對(duì) RC 充電時(shí)間常數(shù)造成的影響。一般而言，介于 3Ω 至 10Ω 的數(shù)值足以限制浪涌電流，也不會(huì)影響自舉導(dǎo)通電壓。

圖 1：由兩個(gè) DGD2190M 柵極驅(qū)動(dòng)器 IC 驅(qū)動(dòng)開關(guān)的全橋式轉(zhuǎn)換器一次側(cè)

二極管選擇

由于自舉二極管必須完全阻斷電軌電壓以及 VS 節(jié)點(diǎn)上的尖峰，因此應(yīng)選擇額定電壓高于最大電軌電壓的二極管。電流額定值由驅(qū)動(dòng)器 IC 所需的電荷總量與開關(guān)頻率決定。建議選用1A超快速恢復(fù)二極管，從而盡量減少自舉電容充電時(shí)產(chǎn)生的延遲。

電容選擇

選擇自舉電容的第一步是判斷能確保高側(cè)器件導(dǎo)通的最小壓降 (ΔVBS)。換句話說，柵-源極電壓 (VGSmin) 的最小值必須大于高側(cè)電路的欠壓鎖定 (UVLO)。最小自舉電容的計(jì)算方式：

其中 QT 為 MOSFET 的總柵極電荷，建議使用大于計(jì)算值至少2-3 倍的電容。如果小于建議值，可導(dǎo)致自舉電容過度充電，尤其是在負(fù)電源電壓瞬變(Transient)期間。對(duì)于電源產(chǎn)品應(yīng)用而言，CBS 數(shù)值通常介于0.1μF 至 2.2μF 之間。另外，建議選用低等效串聯(lián)電阻 (ESR) 陶瓷電容，并盡可能放在靠近 VB 和 VS 引腳的位置。

柵極開關(guān)設(shè)計(jì)考慮

選擇柵極電阻

使用柵極驅(qū)動(dòng)器最關(guān)鍵的時(shí)間點(diǎn)是開關(guān)導(dǎo)通與關(guān)斷瞬間;以最小的噪聲與振鈴迅速完成開關(guān)動(dòng)作至關(guān)重要。如果開關(guān)太快，則上升/下降時(shí)間會(huì)導(dǎo)致不必要的振鈴與電磁干擾 (EMI)。不過開關(guān)太慢也會(huì)導(dǎo)致增加開關(guān)損耗的上升/下降時(shí)間?？紤]圖 2 的 DGD2190M 柵極驅(qū)動(dòng)器元器件，只要謹(jǐn)慎選用 RG1 和 RRG1，便有可能選擇性控制開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)器的上升/下降時(shí)間。若要使高側(cè)和低側(cè)的開關(guān)時(shí)間一致，建議鏡像選擇高側(cè)和低側(cè)的柵極驅(qū)動(dòng)器元器件。例如：RRG1 = RRG2、DRG1 = DGR2、RG1 = RG2。

圖 2：DGD2190M 的柵極電阻

去耦電容

考慮整個(gè)半橋的綜合性能時(shí)，務(wù)必使用合適的高電壓去耦(Decoupling)電容。為實(shí)現(xiàn)最佳穩(wěn)定性 (最佳高頻性能)，應(yīng)該選用小型陶瓷電容 (例如 1μF 450V)，放置在半橋中靠近開關(guān)漏極的位置，并且板載電源應(yīng)加入大容量電解電容。

柵極驅(qū)動(dòng)器與開關(guān)配對(duì)

驅(qū)動(dòng)電流與導(dǎo)通時(shí)間

驅(qū)動(dòng)電流是柵極驅(qū)動(dòng)器 IC 的重要參數(shù)，決定導(dǎo)通時(shí)電流流入開關(guān)柵極以及關(guān)斷時(shí)電流從開關(guān)柵極流出的能力。對(duì)于 DGD2190M 而言，驅(qū)動(dòng)電流 IO+ = 4.5A 和 IO- = 4.5A (典型值)。使用 DGD2190M 的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間可根據(jù)下列公式計(jì)算：

例如：Diodes 的 DGTD65T15H2TF 規(guī)格書顯示，650V IGBT的 Qg = 61nC，因此對(duì)于DGD2190M而言，可計(jì)算得出時(shí)間為：

預(yù)防意外擊穿

半橋式電路 (圖 3) 發(fā)生意外擊穿(Shoot-Through)的常見原因是CGD x dVDS/dt 導(dǎo)致 MOSFET 意外導(dǎo)通。根據(jù) CGS 和 CGD 的比值，當(dāng)?shù)蛡?cè)開關(guān) (Q2) 的 dVDS/dt 出現(xiàn)時(shí) (即高側(cè) MOSFET 導(dǎo)通時(shí))，Q2 柵極便會(huì)出現(xiàn)電壓，導(dǎo)通Q2 并導(dǎo)致?lián)舸?。事?shí)上，柵極會(huì)發(fā)生彈跳現(xiàn)象，導(dǎo)致 VS 和電源地產(chǎn)生振鈴。MOSFET 柵極可新增外部電容(例如 1nF)，提高 CGS 和 CGD 的比值，從而避免上述現(xiàn)象發(fā)生。

圖 3：dVDS/dt 導(dǎo)致的意外擊穿

最小脈寬

DGD2190M 在輸入線上具備 RC 濾波器，可在噪聲環(huán)境下提升穩(wěn)定性。隨著柵極驅(qū)動(dòng)器的輸入端出現(xiàn)上升沿，經(jīng)過 IC 傳播延遲、柵極電阻延遲以及 MOSFET 的上升時(shí)間，半橋?qū)?huì)導(dǎo)通，在輸出端產(chǎn)生總線電壓。開關(guān)導(dǎo)通會(huì)產(chǎn)生大量系統(tǒng)噪聲。因此，建議確保 MCU 至 IC 輸入端的脈寬最小，保證導(dǎo)通后可順利關(guān)斷。按照規(guī)定，最小脈寬應(yīng)為驅(qū)動(dòng)器傳播延遲時(shí)間的兩倍。因此，建議DGD2190M 的邏輯輸入最小脈沖為 280ns。

電流升壓電路

圖 4 顯示 DGD2190M 在標(biāo)準(zhǔn)柵極驅(qū)動(dòng)器中的配置，而圖 5 顯示使用 47nF 負(fù)載電容時(shí)，拉電流和灌電流的典型值分別為 4.5A 和 4.0A。柵極電阻 R1 和 R2 均為 1Ω。

圖 4：標(biāo)準(zhǔn)柵極驅(qū)動(dòng)電路下的 DGD2190M

圖 5：采用 47nF 負(fù)載電容時(shí)DGD2190M的輸出電流典型值

新增驅(qū)動(dòng)強(qiáng)化電路，便有可能增加輸出電流能力，從而驅(qū)動(dòng)更大型 MOSFET 或 IGBT。圖 6 是低側(cè) MOSFET 的電流升壓電路示例圖，使用雙極型晶體管 ZXTP2012Z 和 ZXTN2010Z 提供受低側(cè)輸出端 (LO) 引腳控制的升壓驅(qū)動(dòng)電流。電阻 R2既限制導(dǎo)通時(shí)晶體管 Q1 和 Q2 的基極電流，也限制關(guān)斷時(shí) R5 的電流。柵極電阻 RGH 和 RGL 與 Q1 和 Q2 的發(fā)射極相連，限制 M2 的柵極電流。只要 R5 小于 R2，二極管 D3 便會(huì)提供快速關(guān)斷路徑。

圖 6：使用電流升壓器 (低側(cè)) 的 DGD2190M 柵極驅(qū)動(dòng)電路

圖 7 顯示柵極驅(qū)動(dòng)電路強(qiáng)化后的反應(yīng)，當(dāng) RGH = RGL = 1Ω 時(shí)，拉電流峰值增至 8.5A，灌電流峰值則為 9.5A。

圖 7：使用電流升壓電路的 DGD2190M 反應(yīng)

布局建議

布局對(duì)于電路性能也具有重大影響，因?yàn)槿绻嘘P(guān)元器件布局不當(dāng)，會(huì)產(chǎn)生不必要的噪聲耦合、意外故障與異常工作。圖 8 顯示由金屬布線導(dǎo)致高電流路徑 (LP1、LP2、LP3、LP4) 產(chǎn)生寄生電感(Parasitic Inductances)。因此，應(yīng)盡量縮短負(fù)載高電流的布線，自舉電容與去耦電容 (CD) 應(yīng)盡可能放在靠近 IC 的位置，并且應(yīng)使用低 ESR 陶瓷電容。最后，柵極電阻 (RGH 和 RGL) 與感測(cè)電阻 (RS) 應(yīng)作為表面貼裝器件。上述建議可減少因PCB 布線產(chǎn)生的寄生效應(yīng)。

圖 8：DGD2190M 的半橋布局建議;應(yīng)盡量縮短布線

上文討論了使用 Diodes 公司的 DGD2190M 柵極驅(qū)動(dòng)器 IC 來驅(qū)動(dòng)全橋式開關(guān)轉(zhuǎn)換器一次側(cè)各端時(shí)，所涉及的關(guān)鍵設(shè)計(jì)技術(shù)與布局參數(shù)。上文也指導(dǎo)了如何選擇分立元器件的數(shù)值，從而實(shí)現(xiàn)最佳電路工作。Diodes 公司的 DGD21904M 柵極驅(qū)動(dòng)器與 8 引腳的DGD2190M 功能相同，但采用 SO-14 封裝，具有單獨(dú)的 VSS 引腳，可用于需要兩個(gè)獨(dú)立接地 (電源與邏輯) 的產(chǎn)品應(yīng)用。