目前國內外DC-DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一是全橋變換電路拓撲，在大中功率應用場合更是首選拓撲。全橋變換器的基本工作原理是直流電壓Vin 經過Q1、D1～Q4、D4組成的全橋開關變換器，在高頻變壓器初級得到高頻交流方波電壓，經變壓器降壓，再全波整流變換成直流方波，最后通過電感L、電容C組成的濾波器，在R上得到平直的直流電壓。全橋直流變換器由全橋逆變器、高頻變壓器和輸出整流濾波電路組成，也屬于直流-交流-直流變換器。

橋式轉換器是一種DC 轉 DC 轉換器拓撲，在電力變壓器中以橋式配置四個主動開關元器件。相較于橋式整流器，全橋式轉換器的損耗更低，是一種常用的配置，也可以在提供隔離的同時升高或降低輸入直流電壓。全橋式轉換器還能提供其他功能，例如反轉極性與多同步輸出電壓，應用于服務器電源、電信整流器、電池充電系統(tǒng)，以及可再生能源系統(tǒng)等產品?；竟ぷ鞣绞绞窃诳刂撇ㄐ蔚陌雮€周期內導通一對晶體管，并在隨后半個周期內導通第二對。全橋式轉換器使用脈寬調制 (PWM) 信號控制，同時成對導通每個電極，或單獨按順序導通。柵極驅動器 IC 通常用來產生高電流，驅動例如 IGBT 或功率 MOSFET等高功率晶體管的柵極輸入。本文探討設計使用Diodes 公司的 DGD2190M 柵極驅動器 IC來驅動全橋式開關轉換器一次側各端時，所涉及的關鍵設計技術與布局參數(shù)。本文也會指導如何選擇分立元器件參數(shù)值，從而實現(xiàn)最佳電路工作。

自舉元器件選擇

自舉(Bootstrap)電路是 DC-DC 轉換器的必要部分。它能提供高于主要供電軌的電壓，足以驅動作為高側開關的 N 溝道 MOSFET柵極。自舉是指由自舉二極管(Bootstrap Diode)、自舉電容(Bootstrap Capacitor)與限流電阻組成的電荷泵電路。本段說明如何選擇上述器件。

電阻選擇

在圖 1 中，低側 MOSFET (Q2 或 Q4) 導通時，VS 會連接至 GND，自舉電容 (CB1、CB2) 開始充電。高側 MOSFET (Q1 或 Q3) 導通時，VS 便會移至 VCC 之上，自舉電容 (CB) 的電荷提供電流，驅動 IC 高側柵極驅動器。低側開關導通時 (先接通電源)，CB 便會首次通過自舉電阻 (RB1 和 RB2) 與自舉二極管 (DB1 和 DB2) 充電。此時會產生最大的充電電流，因為在正常工作情況下，每次循環(huán)時 CB 通常不會完全放電。因此，自舉電路會包含一個自舉電阻，用來限制當 VS 降至 VCC 以下時為 CB 充電的浪涌(Inrush)電流。浪涌電流在首次充電時最大。限制浪涌電流有利于限制 VS 與 COM 的噪聲尖峰大小，而噪聲尖峰可導致?lián)舸?Shoot-Through)。浪涌電流的幅值與持續(xù)時間主要由自舉電阻與電容 (以及 VCC) 的元器件參數(shù)值決定。選擇自舉電阻參數(shù)值時，既要限制浪涌電流，也要最小化對 RC 充電時間常數(shù)造成的影響。一般而言，介于 3Ω 至 10Ω 的數(shù)值足以限制浪涌電流，也不會影響自舉導通電壓。

圖 1：由兩個 DGD2190M 柵極驅動器 IC 驅動開關的全橋式轉換器一次側

二極管選擇

由于自舉二極管必須完全阻斷電軌電壓以及 VS 節(jié)點上的尖峰，因此應選擇額定電壓高于最大電軌電壓的二極管。電流額定值由驅動器 IC 所需的電荷總量與開關頻率決定。建議選用1A超快速恢復二極管，從而盡量減少自舉電容充電時產生的延遲。

電容選擇

選擇自舉電容的第一步是判斷能確保高側器件導通的最小壓降 (ΔVBS)。換句話說，柵-源極電壓 (VGSmin) 的最小值必須大于高側電路的欠壓鎖定 (UVLO)。最小自舉電容的計算方式：

其中 QT 為 MOSFET 的總柵極電荷，建議使用大于計算值至少2-3 倍的電容。如果小于建議值，可導致自舉電容過度充電，尤其是在負電源電壓瞬變(Transient)期間。對于電源產品應用而言，CBS 數(shù)值通常介于0.1μF 至 2.2μF 之間。另外，建議選用低等效串聯(lián)電阻 (ESR) 陶瓷電容，并盡可能放在靠近 VB 和 VS 引腳的位置。

柵極開關設計考慮

選擇柵極電阻

使用柵極驅動器最關鍵的時間點是開關導通與關斷瞬間;以最小的噪聲與振鈴迅速完成開關動作至關重要。如果開關太快，則上升/下降時間會導致不必要的振鈴與電磁干擾 (EMI)。不過開關太慢也會導致增加開關損耗的上升/下降時間。考慮圖 2 的 DGD2190M 柵極驅動器元器件，只要謹慎選用 RG1 和 RRG1，便有可能選擇性控制開關柵極驅動器的上升/下降時間。若要使高側和低側的開關時間一致，建議鏡像選擇高側和低側的柵極驅動器元器件。例如：RRG1 = RRG2、DRG1 = DGR2、RG1 = RG2。

圖 2：DGD2190M 的柵極電阻

去耦電容

考慮整個半橋的綜合性能時，務必使用合適的高電壓去耦(Decoupling)電容。為實現(xiàn)最佳穩(wěn)定性 (最佳高頻性能)，應該選用小型陶瓷電容 (例如 1μF 450V)，放置在半橋中靠近開關漏極的位置，并且板載電源應加入大容量電解電容。

柵極驅動器與開關配對

驅動電流與導通時間

驅動電流是柵極驅動器 IC 的重要參數(shù)，決定導通時電流流入開關柵極以及關斷時電流從開關柵極流出的能力。對于 DGD2190M 而言，驅動電流 IO+ = 4.5A 和 IO- = 4.5A (典型值)。使用 DGD2190M 的導通和關斷時間可根據下列公式計算：

例如：Diodes 的 DGTD65T15H2TF 規(guī)格書顯示，650V IGBT的 Qg = 61nC，因此對于DGD2190M而言，可計算得出時間為：

預防意外擊穿

半橋式電路 (圖 3) 發(fā)生意外擊穿(Shoot-Through)的常見原因是CGD x dVDS/dt 導致 MOSFET 意外導通。根據 CGS 和 CGD 的比值，當?shù)蛡乳_關 (Q2) 的 dVDS/dt 出現(xiàn)時 (即高側 MOSFET 導通時)，Q2 柵極便會出現(xiàn)電壓，導通Q2 并導致?lián)舸?。事實上，柵極會發(fā)生彈跳現(xiàn)象，導致 VS 和電源地產生振鈴。MOSFET 柵極可新增外部電容(例如 1nF)，提高 CGS 和 CGD 的比值，從而避免上述現(xiàn)象發(fā)生。

圖 3：dVDS/dt 導致的意外擊穿

最小脈寬

DGD2190M 在輸入線上具備 RC 濾波器，可在噪聲環(huán)境下提升穩(wěn)定性。隨著柵極驅動器的輸入端出現(xiàn)上升沿，經過 IC 傳播延遲、柵極電阻延遲以及 MOSFET 的上升時間，半橋將會導通，在輸出端產生總線電壓。開關導通會產生大量系統(tǒng)噪聲。因此，建議確保 MCU 至 IC 輸入端的脈寬最小，保證導通后可順利關斷。按照規(guī)定，最小脈寬應為驅動器傳播延遲時間的兩倍。因此，建議DGD2190M 的邏輯輸入最小脈沖為 280ns。

電流升壓電路

圖 4 顯示 DGD2190M 在標準柵極驅動器中的配置，而圖 5 顯示使用 47nF 負載電容時，拉電流和灌電流的典型值分別為 4.5A 和 4.0A。柵極電阻 R1 和 R2 均為 1Ω。

圖 4：標準柵極驅動電路下的 DGD2190M

圖 5：采用 47nF 負載電容時DGD2190M的輸出電流典型值

新增驅動強化電路，便有可能增加輸出電流能力，從而驅動更大型 MOSFET 或 IGBT。圖 6 是低側 MOSFET 的電流升壓電路示例圖，使用雙極型晶體管 ZXTP2012Z 和 ZXTN2010Z 提供受低側輸出端 (LO) 引腳控制的升壓驅動電流。電阻 R2既限制導通時晶體管 Q1 和 Q2 的基極電流，也限制關斷時 R5 的電流。柵極電阻 RGH 和 RGL 與 Q1 和 Q2 的發(fā)射極相連，限制 M2 的柵極電流。只要 R5 小于 R2，二極管 D3 便會提供快速關斷路徑。

圖 6：使用電流升壓器 (低側) 的 DGD2190M 柵極驅動電路

圖 7 顯示柵極驅動電路強化后的反應，當 RGH = RGL = 1Ω 時，拉電流峰值增至 8.5A，灌電流峰值則為 9.5A。

圖 7：使用電流升壓電路的 DGD2190M 反應

布局建議

布局對于電路性能也具有重大影響，因為如果有關元器件布局不當，會產生不必要的噪聲耦合、意外故障與異常工作。圖 8 顯示由金屬布線導致高電流路徑 (LP1、LP2、LP3、LP4) 產生寄生電感(Parasitic Inductances)。因此，應盡量縮短負載高電流的布線，自舉電容與去耦電容 (CD) 應盡可能放在靠近 IC 的位置，并且應使用低 ESR 陶瓷電容。最后，柵極電阻 (RGH 和 RGL) 與感測電阻 (RS) 應作為表面貼裝器件。上述建議可減少因PCB 布線產生的寄生效應。

圖 8：DGD2190M 的半橋布局建議;應盡量縮短布線

上文討論了使用 Diodes 公司的 DGD2190M 柵極驅動器 IC 來驅動全橋式開關轉換器一次側各端時，所涉及的關鍵設計技術與布局參數(shù)。上文也指導了如何選擇分立元器件的數(shù)值，從而實現(xiàn)最佳電路工作。