在傳統(tǒng)的連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 控制下，需要一種經(jīng)濟(jì)高效的解決方案來改善輕負(fù)載下的功率因數(shù)校正 (PFC) 并實(shí)現(xiàn)峰值效率，同時縮小無源元件，而這變得越來越困難。工程師們正在對復(fù)雜的多模式解決方案進(jìn)行大量研究，以解決這些問題 [1]、[2]，這些方法很有吸引力，因?yàn)樗鼈兛梢钥s小電感器的尺寸，同時通過輕負(fù)載下的軟開關(guān)提高效率。

但在本電源技巧中，我將介紹一種實(shí)現(xiàn)高效率和低總諧波失真 (THD) 的新方法，該方法不需要使用復(fù)雜的多模式控制算法，并且在所有工作條件下均可實(shí)現(xiàn)零開關(guān)損耗。此方法使用高性能氮化鎵 (GaN) 開關(guān)，該開關(guān)帶有一個集成標(biāo)志，可指示開關(guān)是否以零電壓開關(guān) (ZVS) 開啟。此方法可在所有工作條件下實(shí)現(xiàn)高效率 ZVS，同時將 THD 強(qiáng)制降至非常低的水平。

拓?fù)?

該系統(tǒng)使用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是集成三角電流模式 (iTCM) 圖騰柱 PFC [3]。對于高功率和高效率系統(tǒng)，圖騰柱 PFC 在傳導(dǎo)損耗方面具有明顯優(yōu)勢。該拓?fù)涞?TCM 版本通過確保電感器電流在開關(guān)打開之前始終足夠負(fù)來強(qiáng)制 ZVS [4]。圖 1顯示了圖騰柱 PFC 的 iTCM 版本。

圖 1 iTCM 拓?fù)?，顯示交流線頻率電流包絡(luò)。

TCM 轉(zhuǎn)換器和 iTCM 轉(zhuǎn)換器之間的區(qū)別在于 L b1、 L b2和 C b的存在。在正常運(yùn)行期間，C b兩端的電壓等于輸入電壓 V ac。兩相以 180 度相位差工作，可利用紋波電流抵消并降低 C b中的均方根電流應(yīng)力。L b1和 L b2的大小僅用于處理 TCM 運(yùn)行所需的高頻交流紋波電流。這消除了 TCM 中使用的電感所需的直流偏置，如 [4] 中定義。L b1和 L b2的鐵氧體磁芯有助于確保在 ZVS 所需的高磁通量擺幅下實(shí)現(xiàn)低損耗。L g1和 L g2的值比 L b1和 L b2大(大 10 倍)，這可防止大部分高頻電流流入輸入源，從而降低電磁干擾 (EMI)。此外，L g1和 L g2中紋波電流的降低使得可以使用成本較低的磁芯材料。圖 1 還說明了幾個關(guān)鍵分支的紋波電流包絡(luò)。

控制

控制由德州儀器 (TI) TMS320F280049C 微控制器和 LMG3526R030 GaN 場效應(yīng)晶體管 (FET) 實(shí)現(xiàn)。這些 FET 具有集成的零電壓檢測 (ZVD) 信號，只要開關(guān)以 ZVS 開啟，該信號就會被置位。微控制器使用 ZVD 信息來調(diào)整開關(guān)時序參數(shù)，以剛好足夠的電流開啟開關(guān)以實(shí)現(xiàn) ZVS。為簡單起見，圖 2顯示了單相 iTCM PFC 轉(zhuǎn)換器。表 1定義了該圖中使用的關(guān)鍵變量。微控制器使用一種算法來求解系統(tǒng)的精確微分方程組。這些方程使用在兩個開關(guān)上強(qiáng)制 ZVS 并強(qiáng)制電流等于電流命令的條件。只要系統(tǒng)以適合兩個開關(guān)的正確 ZVS 量運(yùn)行，這些方程就是準(zhǔn)確的。正確運(yùn)行時，該算法可產(chǎn)生 0% THD 和最佳 ZVS 量的時序參數(shù)。為了促進(jìn) ZVS 條件，每個開關(guān)(S 1和 S 2)都會逐周期向微控制器報告其各自的 ZVS 導(dǎo)通狀態(tài)。在圖 2 中，V hs,zvd和 V ls,zvd表示 ZVD 報告。

圖 2帶有控制信號的單相 iTCM 示意圖。

表1開關(guān)時序參數(shù)及定義。

圖 3說明了 ZVD 時序調(diào)整過程。在每個開關(guān)周期中，微控制器計算開關(guān)時序參數(shù)(t on、t off、t rp和 t rv) 基于 ZVD 信號的累積歷史。圖 3b 顯示了系統(tǒng)在理想頻率下運(yùn)行的情況。理想情況是指 THD 為 0%，并且高端和低端 FET 具有完美的 ZVS 量。圖 3a 顯示了當(dāng)工作頻率比理想頻率低 50 kHz 時發(fā)生的情況。請注意，高端 FET 丟失 ZVS(由高端 ZVD 信號的丟失所示)，而低端 FET 具有比實(shí)現(xiàn) ZVS 所需的更多的負(fù)電流。結(jié)果是效率損失和功率因數(shù)失真。圖 3c 發(fā)生在工作頻率比理想頻率高 50 kHz 時。在這種情況下，高端 FET 具有 ZVS，但低端 FET 丟失 ZVS。同樣，效率損失和失真明顯。

圖 3低 f s時的 ZVD 行為(a);理想 f s 時的ZVD 行為(b);以及高 f s時的 ZVD 行為(c)。

根據(jù) ZVD 信號的存在與否，控制器可以增加或減少頻率，以將系統(tǒng)推至最佳工作點(diǎn)。這樣，控制工作就像一個積分器，試圖找到最佳工作頻率。當(dāng)系統(tǒng)徘徊在每個周期剛好獲得 ZVS 的閾值上時，就會出現(xiàn)最佳狀態(tài)。

原型性能

圖 4顯示了使用我迄今為止討論的拓?fù)浜退惴?gòu)建的原型。

圖4： 400V、5kW原型，功率密度為120W/ in3。

表 2總結(jié)了原型的規(guī)格和重要元件值。

表2系統(tǒng)規(guī)格及重要組件

圖 5說明了原型在滿功率 (5 kW) 下運(yùn)行的系統(tǒng)波形。開關(guān)節(jié)點(diǎn)電流 I L,A和 I L,B是其各自分支的 L g和 L b中電流的總和。圖的縮放部分顯示了正半周期內(nèi)的波形細(xì)節(jié)。電流波形具有理想的三角形形狀，負(fù)電流剛好足以實(shí)現(xiàn) ZVS，如開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓 V A和 V B所示。此外，電流波形的正弦包絡(luò)表明 THD 較低。

圖5：原型機(jī)在滿功率下運(yùn)行的系統(tǒng)波形(V in = V out /2，負(fù)載 = 5 kW，V in = 230 V ac，V out = 400 V)。

圖 6顯示了負(fù)載范圍內(nèi)的測量效率和 THD。效率峰值超過 99%，幾乎在整個負(fù)載范圍內(nèi)都高于 98.5%。THD 最大值為 10%，在大部分負(fù)載范圍內(nèi)低于 5%。為了優(yōu)化性能，單元相位在約 2 kW 時會減少或增加相位。

圖 6整個負(fù)載范圍內(nèi)的原型效率和 THD。