數(shù)據(jù)中心的電源會(huì)實(shí)時(shí)測(cè)量輸入功率并將測(cè)量結(jié)果報(bào)告給主機(jī)，這就是所謂的電表計(jì)量(電子計(jì)量)。過(guò)去十年來(lái)，電子計(jì)量已成為電源裝置的常見(jiàn)要求，因?yàn)樗鼮閿?shù)據(jù)中心帶來(lái)了以下優(yōu)勢(shì) ：

· 識(shí)別異常低或高的能源使用情況及其潛在原因，支持削峰等做法。

· 促進(jìn)圍繞空間和電力利用的容量規(guī)劃。

· 幫助跟蹤和管理能源成本;核實(shí)能源賬單;并通過(guò)提高能源效率和能源管理來(lái)確定優(yōu)先次序、驗(yàn)證并降低能源成本。

· 能夠?qū)?shù)據(jù)中心的性能進(jìn)行定量評(píng)估，并在公平的競(jìng)爭(zhēng)環(huán)境中對(duì)該性能進(jìn)行基準(zhǔn)測(cè)試。

· 幫助制定和驗(yàn)證能源效率戰(zhàn)略，并通過(guò)降低能源和運(yùn)營(yíng)成本來(lái)發(fā)現(xiàn)提高能源效率的機(jī)會(huì)。

· 調(diào)試和檢測(cè)物理系統(tǒng)中的故障并診斷其原因。

出于所有這些原因，電子測(cè)量?jī)x必須非常準(zhǔn)確。圖 1顯示了模塊化硬件系統(tǒng) - 通用冗余電源 (M-CRPS) 電子測(cè)量?jī)x的精度要求 ，要求當(dāng)負(fù)載大于 125 W 時(shí)，輸入功率測(cè)量誤差在 ±1% 以內(nèi);當(dāng)負(fù)載在 50 W 至 125 W 之間時(shí)，輸入功率測(cè)量誤差在 ±1.25 W 以內(nèi);當(dāng)負(fù)載低于 50 W 時(shí)，輸入功率測(cè)量誤差在 ±5 W 以內(nèi)。

圖 1 M-CRPS 電子表精度規(guī)范要求輸入功率測(cè)量誤差：當(dāng)負(fù)載大于 125 W 時(shí)，誤差在 ±1% 以內(nèi);當(dāng)負(fù)載在 50 W 至 125 W 之間時(shí)，誤差在 ±1.25 W 以內(nèi);當(dāng)負(fù)載低于 50 W 時(shí)，誤差在 ±5 W 以內(nèi)。

為了實(shí)現(xiàn)如此高的測(cè)量精度，傳統(tǒng)上電子計(jì)量功能是通過(guò)專用計(jì)量裝置 來(lái)實(shí)現(xiàn)的，如圖2所示。功率因數(shù)校正 (PFC) 輸入側(cè)的分流器可感測(cè)輸入電流，跨交流線和交流中性線的分壓器(圖 2 中未顯示)可感測(cè)輸入電壓。專用計(jì)量裝置接收此電流和電壓信息，并計(jì)算輸入功率和輸入均方根 (RMS) 電流信息，并將結(jié)果發(fā)送到主機(jī)。

圖 2傳統(tǒng)電子表和 PFC 控制配置，其中：分流器放置在 PFC 輸入側(cè)以感測(cè)輸入電流，分壓器(未顯示)感測(cè)交流線，交流中性線感測(cè)輸入電壓。

為了控制 PFC 輸入電流，需要使用另一個(gè)電流傳感器(如圖 2 所示的霍爾效應(yīng)傳感器)來(lái)感測(cè)輸入電流，然后將輸入電流信息發(fā)送到 MCU 以進(jìn)行 PFC 電流環(huán)路控制。但是，霍爾效應(yīng)傳感器和專用計(jì)量裝置都很昂貴。

在本電源技巧中，我將討論一種低成本但高精度的電子測(cè)量?jī)x解決方案，該解決方案使用單個(gè)電流傳感器進(jìn)行電子測(cè)量和 PFC 電流環(huán)路控制。將電子測(cè)量?jī)x功能集成到 PFC 控制代碼中，無(wú)需使用專用的測(cè)量設(shè)備，不僅降低了系統(tǒng)成本，還簡(jiǎn)化了印刷電路板 (PCB) 布局并加快了設(shè)計(jì)過(guò)程。

電子電表解決方案

圖 3顯示了建議的電子儀表配置。電流分流器感應(yīng)輸入電流;隔離式 delta-sigma 調(diào)制器 AMC1306 測(cè)量電流分流器兩端的壓降。delta-sigma 調(diào)制器輸出被發(fā)送到 PFC 控制器 MCU。此電流信息將用于電子計(jì)量和 PFC 電流環(huán)路控制。分壓器感應(yīng)輸入電壓，然后由 MCU 的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 直接測(cè)量，就像在傳統(tǒng) PFC 控制中一樣。

圖 3新型電子計(jì)量表和 PFC 控制配置，其中：電流分流器感應(yīng)輸入電流，隔離式 delta-sigma 調(diào)制器測(cè)量分流器兩端的電壓降，調(diào)制器的輸出用于電子計(jì)量和 PFC 電流環(huán)路控制。

Δ-Σ 調(diào)制器

與幾乎所有數(shù)字 PFC 控制器 MCU 使用的逐次逼近寄存器 (SAR) 型 ADC 相比，delta-sigma 調(diào)制器可以提供高分辨率數(shù)據(jù)。調(diào)制器以極高的速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣，以產(chǎn)生 1 位代碼流，如圖4所示。

圖 4 Delta-sigma 調(diào)制器輸入和輸出;較高的正輸入信號(hào)在輸出端產(chǎn)生 1 的時(shí)間百分比較高，而較低的負(fù)輸入信號(hào)在輸出端產(chǎn)生 1 的時(shí)間百分比較低。

1 與 0 的比率表示輸入模擬電壓。例如，如果輸入信號(hào)為 0 V，則輸出 50% 的時(shí)間是 1。較高的正輸入信號(hào)產(chǎn)生 1 的時(shí)間百分比較高，而較低的負(fù)輸入信號(hào)產(chǎn)生 1 的時(shí)間百分比較低。與大多數(shù)量化器不同，delta-sigma 調(diào)制器將量化噪聲推向更高的頻率 ，使其適合高精度測(cè)量。

Delta-sigma 數(shù)字濾波器

C2000 MCU 具有內(nèi)置 delta-sigma 數(shù)字濾波器，可解碼 1 位流。濾波器輸出的有效位數(shù) (ENOB) 取決于濾波器類型、過(guò)采樣率 (OSR) 和 delta-sigma 調(diào)制器頻率 。通常，對(duì)于給定的濾波器類型，OSR 越高，ENOB 就越高;然而，代價(jià)是濾波器延遲增加。

通過(guò)研究最佳速度與分辨率之間的權(quán)衡，選擇正確的濾波器配置非常重要。對(duì)于 PFC 電流環(huán)路控制，較短的延遲更為重要，因?yàn)樗梢詭椭黾涌刂骗h(huán)路相位裕度并降低總電流諧波失真。另一方面，高分辨率電流數(shù)據(jù)對(duì)于實(shí)現(xiàn)電子計(jì)量的高精度是必不可少的。為此，這里提出的解決方案使用兩個(gè) delta-sigma 數(shù)字濾波器：一個(gè)配置為高速但分辨率相對(duì)較低，用于 PFC 電流環(huán)路控制;另一個(gè)配置為高分辨率但速度相對(duì)較低，用于電子計(jì)量;見(jiàn)圖5。

圖 5建議的 delta-sigma 濾波器配置使用兩個(gè)濾波器：一個(gè)用于 PFC 電流環(huán)路控制，速度高但分辨率低;另一個(gè)用于電子計(jì)量，速度低但分辨率高。

固件結(jié)構(gòu)

圖6是固件結(jié)構(gòu)，它由三個(gè)循環(huán)組成：

· 主循環(huán)用于緩慢且非時(shí)間關(guān)鍵的任務(wù)。

· 以 100 kHz 運(yùn)行的快速中斷服務(wù)程序 (IRS1)，用于 ADC、delta-sigma 數(shù)據(jù)讀取和電流環(huán)路控制。

· 運(yùn)行速度較慢的 ISR2 為 10 kHz，用于電壓環(huán)路控制和電子表計(jì)算。

由于電子表計(jì)算在 ISR2 中，因此它對(duì) PFC 電流環(huán)路沒(méi)有影響。使用此結(jié)構(gòu)將電子表功能集成到 PFC 控制代碼中不會(huì)影響 PFC 性能。

圖 6固件結(jié)構(gòu)由三個(gè)循環(huán)組成：用于低時(shí)間關(guān)鍵任務(wù)的主循環(huán);用于 ADC、delta-sigma 數(shù)據(jù)讀取和電流環(huán)路控制的 100 kHz IRS1 循環(huán);以及用于電壓環(huán)路控制和電子儀表計(jì)算的 10 kHz ISR2 循環(huán)。

電子儀表計(jì)算

現(xiàn)在有了輸入電流數(shù)據(jù)(通過(guò) delta-sigma 調(diào)制器)和輸入電壓數(shù)據(jù)(通過(guò) MCU 的 ADC)，是時(shí)候進(jìn)行電表計(jì)算了。公式 1 計(jì)算輸入電壓 RMS 值：

其中，V in (n) 是 ADC 樣本數(shù)據(jù)中的V ，N 是一個(gè) AC 周期內(nèi) ADC 樣本的總數(shù)。

輸入電流RMS值計(jì)算包含兩步，第一步計(jì)算測(cè)量電流(電感電流)RMS值，如公式2所示：

其中，I in (n) 是 delta-sigma 數(shù)字濾波器輸出。

回到圖 3，由于分流電阻器位于 EMI 濾波器之后，因此無(wú)法測(cè)量 EMI 濾波器的 X 電容引起的無(wú)功電流。因此，公式 2 不代表總輸入電流。這種情況在高線電壓和輕負(fù)載下會(huì)惡化，此時(shí)無(wú)功電流不可忽略;準(zhǔn)確的輸入電流報(bào)告需要將其包括在內(nèi)。

為了計(jì)算 EMI 電容器的無(wú)功電流，首先需要知道輸入電壓頻率。ADC 測(cè)量交流線路和中性電壓;比較線路和中性電壓值將找到零交叉點(diǎn)。由于輸入電壓以固定速率采樣，因此可以通過(guò)計(jì)算兩個(gè)連續(xù)零交叉點(diǎn)之間的樣本數(shù)來(lái)計(jì)算交流頻率。一旦您知道輸入電壓頻率，公式 3 就會(huì)計(jì)算 EMI 電容器的無(wú)功電流：

其中 C 是 EMI 濾波器的總電容，f 是輸入交流電壓頻率。

I EMI是超前測(cè)量電流 (I L ) 90 度的無(wú)功電流;因此，公式 4 可計(jì)算出總輸入電流：

輸入功率計(jì)算也包括兩個(gè)步驟。首先，計(jì)算測(cè)量功率，如公式5所示：

由于輸入電壓是在 EMI 濾波器之后測(cè)量的，因此無(wú)法測(cè)量 EMI 濾波器引起的功率損耗。雖然這種功率損耗通常很小，但對(duì)于需要極其精確測(cè)量的應(yīng)用，您可能需要將其包括在內(nèi)。

EMI 濾波器的總直流電阻為 R。公式 6 計(jì)算 EMI 濾波器上的功率損耗：

最后，將 EMI 濾波器功率損耗添加到測(cè)量功率中，即可獲得總輸入功率(公式 7)：

測(cè)試結(jié)果

我在 3.6 kW(低壓線為 1.8 kW)圖騰柱無(wú)橋 PFC 中實(shí)現(xiàn)了所提出的電子測(cè)量?jī)x功能。圖 7、圖 8和圖 9分別顯示了低壓線、高壓線和直流輸入下的測(cè)試結(jié)果。此實(shí)現(xiàn)實(shí)現(xiàn)了 <0.5% 的測(cè)量誤差，比 M-CRPS 電子測(cè)量?jī)x規(guī)格好兩倍。此外，該實(shí)現(xiàn)僅使用 1 點(diǎn)校準(zhǔn)，這大大減少了校準(zhǔn)時(shí)間和成本。

圖 7 1.8 kW 低壓線的電子表測(cè)試結(jié)果，Vin 設(shè)置為 115 VAC，顯示電子表精度遠(yuǎn)高于 M-CRPS 精度規(guī)格。

圖 8： 3.6 kW 高線的電子表測(cè)試結(jié)果，Vin 設(shè)置為 230 VAC，顯示電子表精度遠(yuǎn)高于 M-CRPS 精度規(guī)格。

圖 9直流輸入的電子表測(cè)試結(jié)果顯示，電子表精度遠(yuǎn)高于 M-CRPS 精度規(guī)格。

低成本、高精度電子儀表

本文介紹了一種低成本、高精度的電子儀表解決方案：隔離式 delta-sigma 調(diào)制器測(cè)量輸入電流，然后將其發(fā)送到 MCU 進(jìn)行電子計(jì)量和 PFC 電流環(huán)路控制。該解決方案僅需 1 點(diǎn)校準(zhǔn)即可實(shí)現(xiàn)出色的測(cè)量精度。與傳統(tǒng)的電子儀表解決方案相比，它不僅節(jié)省了成本，還簡(jiǎn)化了 PCB 布局并加快了設(shè)計(jì)過(guò)程。