高頻諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)考慮因素包括組件選擇、寄生參數(shù)設(shè)計(jì)、同步整流器設(shè)計(jì)和電壓增益設(shè)計(jì)。本電源技巧重點(diǎn)關(guān)注影響開(kāi)關(guān)元件選擇的關(guān)鍵參數(shù)，以及高頻諧振轉(zhuǎn)換器中變壓器繞組內(nèi)電容的影響。

過(guò)去十年寬帶隙 (WBG) 器件的商業(yè)化使得功率轉(zhuǎn)換器能夠在更高的頻率下運(yùn)行，從而實(shí)現(xiàn)更高的功率密度。高性能電源剛剛開(kāi)始包含 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化鎵場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (FET)，因?yàn)樗鼈兊妮敵鲭娙?(C oss )、柵極電荷 (Q g )、導(dǎo)通電阻 (R DS (on) ) 和反向恢復(fù)電荷 (Q rr )，在相同擊穿電壓水平下均低于(或不存在)硅或硅超結(jié) FET。較低的 Q g會(huì)降低所需的驅(qū)動(dòng)功率 – Pdrive = Vdrive QgFsw – 較低的 R DS(on)可減少傳導(dǎo)損耗，其中 Vdrive是驅(qū)動(dòng)電壓，F(xiàn)sw是FET 開(kāi)關(guān)頻率。除了 Q g和 R DS(on)之外，在選擇高頻轉(zhuǎn)換器中的元件時(shí)，考慮 C oss和 Q rr也很重要。

在如圖 1所示的電感-電感-電容串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器 (LLC-SRC) 等諧振轉(zhuǎn)換器中，諧振回路中的電流對(duì) FET 的 C oss進(jìn)行充電/放電(圖 2 中的狀態(tài) 1)，以便實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)。 ZVS 意味著 FET 漏源電壓 (V DS ) 在其柵極電壓變高之前達(dá)到零。因此，較低的 C oss可以在相同諧振回路電流水平下實(shí)現(xiàn)更短的死區(qū)時(shí)間，以實(shí)現(xiàn) ZVS。更短的死區(qū)時(shí)間意味著初級(jí)側(cè)諧振回路和 FET 上的占空比更大以及更低的均方根 (RMS) 電流，這意味著更高的效率以及以更高的開(kāi)關(guān)頻率運(yùn)行轉(zhuǎn)換器的能力。

圖1 LLC-SRC

為了實(shí)現(xiàn) ZVS，F(xiàn)ET 的體二極管總會(huì)有一段時(shí)間導(dǎo)通電流——圖 2中的狀態(tài) 2 。如果 FET 具有 Q rr并在體二極管仍傳導(dǎo)電流時(shí)再次導(dǎo)通，則 FET 本身將產(chǎn)生反向電流以對(duì) Q rr進(jìn)行放電，并導(dǎo)致硬開(kāi)關(guān)和高壓應(yīng)力 - 可能會(huì)損壞 FET。

圖 2 LLC-SRC 的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換

圖 3說(shuō)明了如圖 1 所示的 LLC-SRC 啟動(dòng)過(guò)程中的這種硬開(kāi)關(guān)現(xiàn)象。當(dāng) FET Q 2首先傳導(dǎo)電流時(shí)，電感器電流 I PRI就會(huì)建立。然后電流 I PRI通過(guò) FET Q 1通道和體二極管傳導(dǎo)。在不允許電流反向流動(dòng)的情況下，F(xiàn)ET Q 2再次導(dǎo)通。由于Q rr的存在，F(xiàn)ET Q 1自產(chǎn)生反向電流對(duì)Q rr進(jìn)行放電，從而產(chǎn)生高電壓應(yīng)力。

圖 3由于 Q rr導(dǎo)致的硬開(kāi)關(guān)

在高頻諧振轉(zhuǎn)換器中，諧振回路阻抗通常比低頻諧振轉(zhuǎn)換器中的諧振回路阻抗低得多。因此，高頻諧振轉(zhuǎn)換器的啟動(dòng)浪涌電流預(yù)計(jì)會(huì)更高。以圖 1 中的 LLC-SRC 為例，當(dāng)輸出電壓為零(啟動(dòng)時(shí)的初始條件)時(shí)，Q 2首次導(dǎo)通時(shí)限制啟動(dòng)電流的唯一阻抗是 L r ——LLC-SRC 中的串聯(lián)諧振電感。源代碼。高效率和高頻諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，特別是總線轉(zhuǎn)換器，通常最小化L r以提高效率。 L r值越小，相同啟動(dòng)頻率下啟動(dòng)電流越大，更容易受到 Q 的影響rr相關(guān)的硬切換。因此，在高頻諧振轉(zhuǎn)換器中使用低 Q rr FET至關(guān)重要。

利用 WBG 器件的上述優(yōu)點(diǎn)，可以在兆赫茲范圍內(nèi)運(yùn)行隔離諧振轉(zhuǎn)換器，這比傳統(tǒng)隔離電源快 5 至 10 倍。在這個(gè)“高頻”領(lǐng)域，許多曾經(jīng)在轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)過(guò)程中被認(rèn)為“可以忽略不計(jì)”的參數(shù)不再可以忽略不計(jì)，例如變壓器繞組內(nèi)電容器。

在傳統(tǒng)的諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)過(guò)程中，設(shè)計(jì)者必須確保諧振回路中存儲(chǔ)的能量高于FET C oss中存儲(chǔ)的能量，以便C oss耗盡諧振回路中存儲(chǔ)的能量以實(shí)現(xiàn)ZVS。以圖 1 所示的 LLC-SRC 為例，公式 1 確保了該不等式的有效性：

其中 I Lm是磁化電感器 L m的峰值電流，V in是 LLC-SRC 的輸入電壓。通過(guò)將電感器的歐姆定律應(yīng)用到 L m ，方程 1 可以重寫為方程 2 ：

其中 n = N p :N s1(假設(shè) N s1 = N s2)是變壓器匝數(shù)比，V out是輸出電壓。

當(dāng)諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)需要覆蓋較寬的工作范圍和保持時(shí)間時(shí)，L m通常遠(yuǎn)小于公式 2 右側(cè)的值，以保持 L n = L m /L r較低(應(yīng)用以下公式中的 L n值)：閉環(huán) LLC-SRC 設(shè)計(jì)中的 4 至 10)。當(dāng)總線轉(zhuǎn)換器等諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)需要高轉(zhuǎn)換器效率時(shí)，最大化 L m可降低初級(jí) RMS 電流，從而降低傳導(dǎo)損耗。在這種情況下，L m值將接近等式 2 右側(cè)的值。然而，等式 2 僅代表理想變壓器的理想條件。在實(shí)際變壓器中，許多參數(shù)都會(huì)影響 Coss充放電能力。最關(guān)鍵的參數(shù)是繞組內(nèi)電容。

圖 4顯示了 LLC-SRC 開(kāi)關(guān)瞬態(tài)期間的簡(jiǎn)化電路模型，其中 L m (I Lm ) 上的電流對(duì) C eq (與諧振電容器Cr串聯(lián)的兩個(gè) FET 的C oss)進(jìn)行放電，假設(shè)Cr為電壓源。如果沒(méi)有變壓器繞組內(nèi)電容 (C TX )，則所有 I Lm都會(huì)變?yōu)?C eq并且公式 2 有效。但由于 C TX的存在，一些 I Lm必須進(jìn)入 C TX來(lái)改變變壓器繞組極性，從而降低了 C oss放電能力，并產(chǎn)生失去 ZVS 的可能性。因此，必須通過(guò)保持初級(jí)繞組層與每層之間的距離以及次級(jí)繞組的層距來(lái)保持較低的C TX 。

圖4變壓器繞組內(nèi)電容器的影響

確定 L m值的經(jīng)驗(yàn)法則是僅使用通過(guò)公式 2 計(jì)算出的最大 L m值的一半，因?yàn)樵趯?shí)際構(gòu)建變壓器之前通常很難預(yù)測(cè) C TX值。在具有 400V 輸入的轉(zhuǎn)換器中，C TX通常落在 22 pF 至 100 pF 的范圍內(nèi)。一旦變壓器結(jié)構(gòu)固定，在電路仿真中對(duì) C TX進(jìn)行建模也非常有用，以確保足夠低的 L m并留有余量。