如果我們將前面圖 3 至圖 17 中任何一個中的電位器 VR1 替換為交流信號加直流偏置信號，壓控衰減器就可以變成幅度調制器電路。例如，在圖 15(P 溝道 MOSFET)中，如果輸入信號 Vin 是高頻載波信號和 VR1 的信號 Vcont 替換為負直流偏置信號加低頻正弦波信號，則輸出信號 Vout 將具有如圖18所示的調幅載波信號。

注：圖 18、圖 19、圖 20 和圖 22 中縱軸表示幅度，橫軸表示時間。

圖 18 調幅(高頻)載波信號及其低頻正弦波調制信號。

在圖 15 中，使用 P 溝道 MOSFET，當柵極電壓接近 0 伏時，漏源電阻增加，從而允許壓控衰減器將輸入信號以最小的衰減傳遞到其輸出。請注意，在正弦波的正峰值中，幅度調制信號處于其最大幅度。

相反，如果 P 溝道 MOSFET 的柵極電壓變得更負，則漏極和源極之間的導通更大或電阻更小。因此，存在最大衰減，導致輸出處的調幅信號最小?，F(xiàn)在觀察到，當?shù)皖l正弦波處于其負峰值時，調幅信號處于最小值。

另外，[1+m(t)]≥0，使得cos(2πft)乘以非負標量或數(shù)字，以確保高頻載波信號不存在相位反轉或反轉。

例如，標準廣播幅度調制信號如圖 18所示 ，其中高頻載波信號始終具有類似于低頻調制信號的包絡。

就幅度調制的標準類型而言，還有其他應用。其中包括顫音的音樂搖擺效果，以及用于音頻幅度壓縮的自動增益控制放大器(不要與通過壓縮算法降低數(shù)據(jù)速率相混淆)。

現(xiàn)在我們來看看另一種調幅器，其特點是“純”乘法。

[ m(t) ] cos( 2πft ) = 雙邊帶抑制載波信號 (13)

圖 19 顯示了倍增載波信號或雙邊帶抑制載波幅度調制信號的樣子。

圖 19倍頻載波信號及其下方的調制正弦波。

請注意，相乘的載波信號并不完全具有如圖 18 所示的可識別包絡。圖 20 進一步顯示了載波信號相位的關系。

圖 20恒定幅度載波信號位于乘法載波信號上方，并疊加了調制低頻正弦波。

如果您非常仔細地注意到，當?shù)皖l調制信號處于負周期時，高頻調制載波信號的相位會發(fā)生反轉。在原點軸上，我們看到調制信號處于正周期，并且調幅波形與上面的載波信號同相。

制作模擬乘法器電路比基本標準幅度調制器電路(如圖 15所示)復雜一些，該電路包括帶有 Vcont 交流調制信號的直流偏置電壓。模擬乘法器電路通常需要兩個帶有扭曲的基本標準調制器電路……第二個電路需要其載波和調制信號的反轉。

讓我們看看這是如何完成的：

[ 1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信號#1

對于第二個 AM 信號，讓我們反轉 m(t) 和載波信號 cos( 2πft ) 的相位，這樣：

[ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft ) = AM 信號 #2 ，但這等效于：

[ -1 + m(t) ] cos( 2πft ) = AM 信號#2

現(xiàn)在讓我們添加兩個信號：

AM 信號#1 + AM 信號#2 = [ 1 + m(t) ]cos( 2πft ) + [ -1 + m(t) ] cos( 2πft )

= [ 1 + m(t) + -1 + m(t)] cos( 2πft )

AM 信號#1 + AM 信號#2 = [ 2m(t)] cos( 2πft ) ]

從上面可知，當 AM 信號 #1 和 AM 信號 #2 相加時，我們現(xiàn)在有了一個乘法器函數(shù)或電路。圖 21 顯示了兩個“標準”AM 電路相加形成乘法器電路的示例。

圖 21 使用雙 N 通道 JFET 生成 AM 雙邊帶抑制載波信號的示例乘法器電路。

在圖21中，AM信號#1由(N溝道JFET)壓控電阻器Q1A和放大器U1B實現(xiàn)。當 Vmod 處于正峰值時，Q1A 的漏源電阻 (Rds_Q1A) 低于 Vmod 處于負峰值時的漏源電阻 (Rds_Q1A)。因為 R13>> Rds_Q1A，U1B 的閉環(huán)增益 = 1 + R12/Rds_Q1A，我們看到當調制信號增加時，載波信號的增益增加，反之亦然。 U1B 引腳 7 的信號輸出提供 AM 信號#1。

為了實現(xiàn) AM 信號#2，我們需要反轉 Vmod 和 V Carrier 信號。這是通過反相放大器 U1A 和 U2A 完成的。 U1A 通過連接至放大器 U2B 的壓控電阻器 Q1B 將 Vmod 反相至第二調制器。隨著反相的 V載波信號進入 U2B 的非反相輸入端子，我們可以從 U2B 的輸出端子引腳 7 獲得 AM 信號 #2。另請注意，R7>> Rds_Q1B。

來自兩個調制器的 AM 信號被匯總到 VR2 中，從而可以精確匹配電平以消除載波信號。要執(zhí)行此操作，請關閉 Vmod，同時 V Carrier 信號仍然打開。調整 VR2 直至載波在 Vout 處達到最小值。放大器 U3A 的增益為 2，以補償在 VR2 處對兩個信號求和時的損耗。

VR1 設置 FET 的偏置電壓。在此使用 LSK489 的示例中，偏置電壓設置為 ?3.25 伏直流電，但您可以嘗試其他偏置設置。此外，典型的 Vcarrier 信號電平在 200 mV 峰峰值范圍內，典型的 Vmod 最大電平約為 550 mV 峰峰值。

對于 TL082 運算放大器，載波頻率應為

如果使用更高的載波頻率，運放可以改為高速運放，例如 AD827 或 LT1632。但在使用高頻電路時要小心布局。圖 22 顯示了 Vmod 和 Vout，其中 Vcarrier ~ 200 mV 峰峰值，Vmod ~ 180 mV 峰峰值。

圖 22 圖 21 中的 Vmod 和 Vout 波形。

FET 還可以配置為有源乘法器。 JFET 或 MOSFET 可用于構建模擬平衡乘法器。例如，圖 23 本質上是雙極晶體管 MC1496 乘法器的 MOSFET 版本。

圖 23 MC1496 平衡混頻器電路的 FET 版本。

該電路包括用于上差分對 U1A、U1D 和 U1B、U1C 的匹配四 DMOS 晶體管。第二組匹配的 DMOS 晶體管與 U2A 和 U2D 形成另一個差分對。最后，我們有一個恒流源 Q1，其偏置為約 10 mA DC，R14(100Ω)上的電壓約為 1 V DC。注意：電源電壓可能為 +/- 9 伏。

當混頻器的輸出經過帶通濾波以提供中頻 (IF) 信號時，在射頻 (RF) 應用中使用 FET 作為模擬乘法器具有一些優(yōu)勢。一些優(yōu)點是：

1) Vin1 和 Vin2 輸入端均為高阻抗。這允許使用具有更高“升壓”比的射頻匹配網(wǎng)絡。

2) 與雙極晶體管相比，F(xiàn)ET 在發(fā)生限制之前具有更高的動態(tài)范圍。

3) 對外部噪聲的敏感性較低。

4) 對于SD5000等DMOS晶體管，由于其柵漏電容較低，更重要的是輸入電容較低，因此高頻串擾得以最小化。

本地反饋電阻器 R9 和 R10 降低了底部對差分放大器 Q2A 和 Q2D 的失真。典型的 R9 = R10 值范圍為 0Ω 至 1KΩ。

為了理解這個電路，我們可以將其分成兩個 AM 調制器。第一個 AM 調制器包括 U2A、U1A 和 U1D。第二個 AM 調制器具有 U2D、U1B 和 U1C。

在乘法器電路的常見配置中，圖 23 將 Vin2 作為調制信號，將 Vin1 作為載波信號。

我們想要展示有兩個 AM 調制器，其中第二個具有反相調制和載波信號。原因是我們已經證明：

AM 信號#1 + AM 信號#2 = [1 + m(t)]cos( 2πft ) + [ 1 – m(t) ](-1) cos( 2πft )

AM 信號#1 + AM 信號#2 = 2[m(t)]cos( 2πft )

對于具有 U2A、U1A 和 U1D 的第一個調制器(底部 MOSFET)，U2A 從 U2A 的漏極提供同相信號電流。也就是說，如果 Vin2 變?yōu)檎祷蛟黾?，U2A 的漏極電流也會增加?，F(xiàn)在觀察當 Vin1 增加時 U1A 的漏極電流增加。因此，就漏極電流而言，U2A 和 U1A 的漏極電流分別與 Vin2 和 Vin1 同相。

現(xiàn)在讓我們看看第二個調制器的漏極電流 U2D 和 U1B(以 Vin2 和 Vin1 表示)。請注意，U1B 和 U1A 的漏極相加或連接在一起以形成 Vout 的輸出電流。如果我們首先觀察 U1B，我們會發(fā)現(xiàn)它形成了一個差分對 U1B 和 U1C，與相對于 Vin1 的 U1A 和 U1D 的極性相反。即U1B的柵極通過R5和C4接地。換句話說，當 Vin1 增加時，它會導致 U1C 的柵極至源極電壓 ( Vgs ) 增加或變得更正。然后，U1C 的漏極電流增加，但由于 U1B 的源極連接到 U1C 的源極(變?yōu)檎?，因此 U1B 將開始關斷。這意味著當 Vin1 增加時，U1B 的電流減少。

類似地，底部 MOSFET U2A 和 U2D 的漏極電流以互補方式工作。 Q1 的集電極提供恒定電流，該電流等于 Q2A 和 Q2D 漏極電流之和。因此，這意味著如果一個漏極電流增加，另一個漏極電流就會減少。例如，如果 Q1 集電極電流為 10 mA，則當 Vin2 = 0(無信號條件)時，U2A 和 U2D 的漏極電流均為 5 mA?，F(xiàn)在假設 U2A 的漏極電流增加到 7 mA，然后 U2D 的漏極電流減少到 3 mA，因為兩個漏極電流的總和恒定為 10 mA。因此，相對于 Vin2 的增加，U2D 的漏極電流正在減少。

相對于Vin2和Vin1，與第一調制器相比，第二調制器與其來自U2D和U1B的相應漏極電流具有相反的相位關系。

因此，我們確實有兩個 AM 調制器，其中第二個滿足為調制器和載波信號輸入 Vin2 和 Vin1 提供相反相位的約束。將兩個調制器的漏極電流相加或相加后，Vout 與負載電阻器 R4 提供的電壓包括 Vin1 和 Vin2 的乘積。

VGA 通過降低漏源電壓

如果我們仔細觀察 FET 的特征漏極電流與漏極至源極電壓的關系曲線，我們會注意到跨導ΔID/ΔVGS隨著漏極至源極電壓的降低而下降。請參見圖 24， 其中柵源電壓的變化ΔVGS是固定的，但漏極電流的變化ΔID根據(jù)漏源電壓而變化。

圖 24 FET 的 IV 特性，其中 VDS 越小，漏極電流 ΔID 的變化越小(如 VDS1 和 VDS2 上方的粗垂直段與 VDS3 和 VDS4 上方的垂直段相比)，柵源電壓變化相同。

帶VDS1

跨導 = ΔID/ΔVGS

我們可以看到，隨著漏源電壓，VDS → 0，ΔID 也 → 0。這導致

跨導 = ΔID/ΔVGS → 0。

因此，如果我們可以改變漏源電壓，那么我們就可以改變與增益相關的跨導。

制作壓控放大器的一種方法是將漏極耦合到低阻抗點，例如互阻運算放大器的反相輸入。通過調整運算放大器同相輸入端的控制電壓，漏極電壓會相應變化(圖 25)。

圖 25 通過改變 U1A 漏極電壓的壓控放大器。

VR1 調節(jié)運算放大器 U2A 同相輸入端的控制電壓。由于 U2A 反相輸入端的(控制)電壓大致相同，因此漏極電壓跟隨控制電壓。通過改變 U1A 漏極的控制電壓，其跨導會發(fā)生變化，從而改變增益的大小，| Vout / Vin |。

對于圖 25所示的增強型 FET ，柵極至源極電壓為正向偏置，因此源極電壓高于地電壓。要關閉增益，我們只需設置 VR1 滑塊上的電壓以匹配源電壓。通常，該電壓約為 +0.5 伏至 + 2.5 伏，具體取決于 FET。

圖 25 的優(yōu)點是不存在米勒乘數(shù)電容效應，因為 U1A 的漏極通過 U2A 的 (-) 輸入端子耦合到虛擬交流接地。

為了獲得更高的頻率性能，我們可以使用相同的原理并構建如圖 26所示的共源共柵電路。

圖 26 具有增強型 FET 的共源共柵壓控放大器。

我們的電路本質上是相同的，但用第二個 FET U1B(一個共柵放大器)替換了運算放大器。由于U1B源極的輸入電阻較低(例如1/g m_U1B)，因此U1A漏極的電壓接近恒定電壓。您還可以看到 U1B 的柵極電壓源極隨后進入 U1A 的漏極。

可選電阻器 R 可選，連接到 U1B 的源極，以確保其始終開啟。實際值可能有所不同，但 U1B 的靜態(tài)源電流約為 1 mA 是一個起點。

由于該電路是共源共柵放大器，因此米勒電容倍增器效應被最小化，并且該電路非常適合射頻應用。例如，它可以用作射頻自動或手動增益放大器的一部分。而且，可以級聯(lián)其中多個。

VR1可以用AGC(自動增益控制)電壓源代替。如果需要更快的 AGC 動作，C4 可以具有較低的值，例如 0.1 uf。

現(xiàn)在讓我們看看圖 27中的 JFET 方法。

圖 27 共源共柵 JFET VCA

由于 JFET 是耗盡型器件，因此即使 Q1B 的柵極電壓為零，也可能無法將增益降至零。原因是 Q1B 的源極電壓相對于其柵極電壓本質上是正電壓。結果，控制范圍可能僅被限制在大約20dB或30dB，這并不能完全將增益減小到零?；叵胍幌?，Q1B 的源極電壓必須足夠低，以便 Q1A 的漏極至源極電壓為零伏，從而實現(xiàn)零增益。

為了更好地確保增益可以降至零，Q1B 可以用增強型 MOSFET 或雙極器件(例如 2N4124，其中 Q1B 的基極 → 柵極、發(fā)射極 → 源極和集電極 → 漏極)替代。

然而，如果使用 JFET，則可以添加一個電平轉換電壓源(如圖28所示 )，以確保當 VR1 調整為低電壓時，底部 JFET Q1A 的漏極和源極電壓為零。

圖28 LED1提供了直流電平轉換電壓源，以確保增益可以降至零。

通過 LED1 將正偏置電壓添加到 Q1A 的源極電阻器 R2，Q1A 以地為參考的漏極和源極電壓就會上移。例如，如果 R2 兩端的電壓降約為 1 伏，則假設藍色或白色 LED 在約 2.7 伏時開啟，Q1A 的源電壓約為 3.7 伏。這意味著如果 Q1A 的漏極電壓設置為 3.7 伏，增益將為零。

現(xiàn)在，我們可以更輕松地將 Q1B 的源極電壓設置為 +3.7 伏，從而使 Q1A 的漏極至源極電壓 → 0 伏。