總諧波失真 (THD) 是信號中存在的諧波失真，定義為一組高次諧波頻率的均方根 (RMS) 幅度與一次諧波或基頻的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：

其中V n是第 n次諧波的 RMS 值， V 1是基波分量的 RMS 值。

在電力系統(tǒng)中，這些諧波可能會導致電話傳輸干擾和導體老化等問題。因此，控制總THD非常重要。較低的 THD 意味著較低的峰值電流、較少的發(fā)熱、較低的電磁輻射以及較低的電機鐵芯損耗。

降低 THD 需要功率因數(shù)校正 (PFC)，這對于輸入功率大于 75 W 的 AC/DC 電源是必需的。PFC 強制輸入電流跟隨輸入電壓，以便電子負載繪制正弦電流波形，包含最小的諧波。

THD 要求變得更加嚴格，尤其是在服務(wù)器應(yīng)用中。模塊化硬件系統(tǒng)通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)范 [1] 定義了整個負載范圍內(nèi)非常嚴格的 THD 要求，如表 1所示。這比之前的 CRPS THD 規(guī)范要嚴格得多。

表 1 M-CRPS THD 規(guī)范。

滿足如此嚴格的 THD 規(guī)范對于 PFC 設(shè)計來說是一個巨大的挑戰(zhàn)，而傳統(tǒng)的環(huán)路調(diào)諧可能還不夠。在本文中，我將建議一些額外的方法來幫助減少 THD。

確保感應(yīng)到的信號干凈

PFC 控制器感測交流輸入電壓、電感電流和 PFC 輸出電壓。這些感測到的信號需要干凈;否則會影響THD。例如，由于交流輸入電壓信號生成正弦電流基準，因此感測信號上的任何尖峰都會導致電流基準失真并影響 THD。

盡管輸出電壓 (V OUT ) 信號不用于生成電流基準，但它可能會影響 THD，因為 V OUT上的尖峰會在電壓環(huán)路輸出上引起紋波，從而影響電流環(huán)路基準并最終影響 THD。如果尖峰的幅度足夠大，它可能會觸發(fā)電壓環(huán)路非線性增益，從而顯著提高 THD。

一種常見的做法是將去耦電容器靠近控制器的檢測引腳。您必須仔細選擇電容，這樣才能有效降低噪聲，但不會造成太多延遲。使用數(shù)字無限脈沖響應(yīng)濾波器來處理感測到的V OUT信號將進一步降低噪聲;由于 PFC 電壓環(huán)路較慢，因此該數(shù)字濾波器造成的額外延遲是可以接受的。

然而，對于交流電壓感測，不建議添加數(shù)字濾波器，因為它會導致電流基準延遲。在這種情況下，您可以使用固件鎖相環(huán) (PLL) 生成與交流電壓同相的內(nèi)部正弦波信號，然后使用生成的正弦波信號來調(diào)制電流參考。由于 PLL 生成的正弦波是干凈的，因此即使感測到的交流電壓上存在一些噪聲，電流環(huán)路基準也將是干凈的。

減少交流過零時的電流尖峰

交流過零處的電流尖峰是圖騰柱無橋 PFC 的固有問題。這些尖峰可能非常大，以至于無法通過 M-CRPS THD 規(guī)范。我分析了這些尖峰的根本原因 [2]，并指出脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 軟啟動算法(如圖 1所示)將有效地減少這些尖峰。

圖 1交流過零的柵極信號時序。

在該解決方案中，當交流過零后V AC從負周期變?yōu)檎芷跁r，有源開關(guān)Q4 首先以非常小的脈沖寬度導通，然后逐漸增加到控制環(huán)路產(chǎn)生的占空比(D)。 Q4 上的軟啟動逐漸將開關(guān)節(jié)點漏源電壓 (V DS ) 放電至零。一旦Q4的軟啟動完成，同步晶體管Q3開始導通。它以微小的脈沖寬度開始，然后逐漸增加，直到脈沖寬度達到 1-D。當Q4軟啟動完成、Q3軟啟動開始時，低頻開關(guān)Q2導通。

過零檢測可能會被噪聲觸發(fā)。為了安全起見，在半個交流周期結(jié)束時，關(guān)閉所有開關(guān)。這會留下一個小的死區(qū)，以防止輸入交流短路。從交流正循環(huán)到負循環(huán)的轉(zhuǎn)變是相同的。圖2顯示了測試結(jié)果。

圖 2不帶 PWM 軟啟動和帶 PWM 軟啟動的電流波形：傳統(tǒng)控制方法 (a) 和 PWM 軟啟動 (b)。

減少電壓環(huán)路效應(yīng)

電壓環(huán)路輸出上的雙線頻率紋波會影響電流基準，從而影響 THD。為了盡可能減少這種頻率紋波效應(yīng)，同時不犧牲負載瞬態(tài)響應(yīng)，您可以在 V OUT感測信號和電壓環(huán)路之間添加一個數(shù)字陷波(帶阻)濾波器。該陷波濾波器可以有效衰減雙線頻率紋波，同時仍然通過所有其他頻率信號，包括負載瞬態(tài)引起的V OUT突然變化。負載瞬態(tài)不會受到影響。

另一種方法是在交流過零情況下感測 V OUT 。由于交流過零時刻 Vout_zc(t) 處的 V OUT值等于其平均值，并且在穩(wěn)態(tài)下是一個“常數(shù)”，因此它是電壓環(huán)控制的完美反饋信號。為了處理負載瞬態(tài)，請使用以下電壓環(huán)控制律：

If ((Vref – Vout(t) < 閾值)

{

誤差 = Vref – Vout_zc(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp, Ki);

}

Else

{

誤差 = Vref – Vout(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error , Kp_nl, Ki_nl)

;

如果瞬時 V OUT誤差較小，則使用交流過零時刻 Vout_zc(t) 處的V OUT值和較小的比例積分 (PI) 環(huán)路增益 Kp、Ki 作為電壓環(huán)路補償器 Gv。當負載瞬變發(fā)生導致瞬時 V OUT誤差大于閾值時，使用瞬時 Vout(t) 值和 Gv 的 PI 環(huán)路增益 Kp_nl、Ki_nl 快速使 V OUT回到其標稱值。

過采樣

PFC 電感電流在每個開關(guān)周期內(nèi)為具有 DC 偏移的鋸齒波;然后電流進入信號調(diào)節(jié)電路(例如運算放大器)以使信號適合 PFC 控制電路。然而，該信號調(diào)節(jié)電路無法對輸入電流紋波提供足夠的衰減。電流紋波仍然出現(xiàn)在放大器的輸出端。如果該信號在每個開關(guān)周期中僅采樣一次，則不存在完美的、固定的位置來使該信號始終代表平均電流。因此，使用單個樣本很難獲得良好的 THD。

為了獲得更準確的反饋信號，我建議采用過采樣機制。圖 3顯示，可以在每個開關(guān)周期對電流反饋信號均勻采樣八次，對結(jié)果進行平均，然后將其發(fā)送到控制環(huán)路。這種過采樣有效地平均了電流紋波，使得測量的電流信號更接近平均電流值。此外，控制器對噪聲(信號噪聲和測量噪聲)變得不那么敏感。過采樣是減少電流波形失真的最有效方法之一。

圖 3每個開關(guān)周期過采樣八次。

占空比前饋

占空比前饋控制[3]的基本思想是預(yù)先計算占空比，然后將該占空比添加到反饋控制器。對于在連續(xù)導通模式下運行的升壓拓撲，公式 2 給出的占空比 (d FF ) 為：

這種占空比模式有效地產(chǎn)生開關(guān)兩端的電壓，其在開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補償器圍繞該計算出的占空比模式改變占空比。

圖 4描述了最終的控制方案。使用公式 2 計算 d FF后，將其添加到傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 (d I )。然后，您可以使用最終占空比 (d) 生成 PWM 波形來控制 PFC。

圖 4具有 d FF 的平均電流模式控制。

由于大部分占空比是由占空比前饋生成的，因此控制環(huán)路僅稍微調(diào)整計算出的占空比。該技術(shù)有助于改善控制器環(huán)路帶寬有限的應(yīng)用的 THD。

交流跳周期

一般來說，輕載THD要求比重載THD要求更難滿足;對于 M-CRPS 規(guī)范中 5% 負載 THD 要求尤其如此。如果 PFC 滿足除 5% 負載外的所有其他 THD 要求，即使您已嘗試了到目前為止提到的所有方法，交流跳周期方法也會有所幫助。

將交流周期跳躍視為一種特殊的突發(fā)模式：當負載小于預(yù)定義閾值時，PFC 進入此模式，并根據(jù)負載跳過一個或多個交流周期。換句話說，PFC 在一個或多個交流周期內(nèi)關(guān)閉，并在下一個交流周期內(nèi)重新開啟。開啟和關(guān)閉實例位于交流過零處，從而跳過整個交流周期。由于 PFC 在電流為零時開啟和關(guān)閉，因此應(yīng)力和電磁干擾較小。 AC 周期跳躍與傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式不同，在傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式中，您可以隨機地跳躍 PWM 脈沖。

跳過的交流周期數(shù)與負載成反比;負載越少，跳過的交流周期就越多。圖 5顯示了跳過一個交流周期。通道1是交流電壓，通道4是交流電流。

圖 5輕負載時交流周期跳躍。資料來源：德州儀器

當 PFC 由于電流為零而關(guān)閉時，THD 為零。由于PFC需要補償關(guān)斷周期，因此它在導通時會提供大量功率，大于平均值。本質(zhì)上，這使得 PFC 要么在中等負載下運行，要么完全關(guān)閉。由于中負載時的 THD 遠低于輕負載時的 THD，因此輕負載 THD 會降低。

測試結(jié)果

我在由 Texas Instruments C2000? 微控制器控制的 3 kW 圖騰柱無橋 PFC [5] 上實現(xiàn)了本文中描述的方法。圖 6顯示了 240 V AC下的 THD 測試結(jié)果。

圖6 THD測試結(jié)果。

THD不僅滿足最新的M-CRPS THD規(guī)格，而且還有充足的余量，這保證了PFC在量產(chǎn)期間滿足規(guī)格，即使有硬件容差。