需要低電流、負高壓來偏置先進駕駛員輔助系統(tǒng)中的傳感器、聲納應用的超聲波換能器以及通信設備。反激式、Cuk 和反相降壓-升壓轉換器都是可能的解決方案，但會受到笨重變壓器(反激式和 Cuk)的不利影響，或者控制器的輸入電壓額定值(反相降壓-升壓)限制其最大負電壓。在本電源技巧中，我將詳細介紹轉換器的工作原理，該轉換器將單個電感器與在不連續(xù)導通模式 (DCM) 下運行的反相電荷泵配對。與接地參考升壓控制器配合使用，可以以較低的系統(tǒng)成本生成較大的負輸出電壓。

圖 1 顯示了簡化的功率級原理圖。請注意，該原理圖與傳統(tǒng)的反相降壓-升壓轉換器不同，后者將控制器“浮動”在 V IN 和 ?V OUT之間。在該轉換器中，可實現的最大?V OUT 是 控制器的最大V CC減去 最大輸入電壓。這使得幾乎不可能找到能夠驅動 N 溝道場效應晶體管 (FET) 以獲得 ?100 V 或更高輸出電壓的控制器。

圖 1電感驅動反相電荷泵的簡化功率級

該電路的操作可分為三個區(qū)間(圖 2)。在第一個時間間隔中，FET 在占空比 (d) 期間導通，這會在電感器上施加 V IN ，從而允許電流從零斜坡上升，從而存儲能量。然而，在前一個周期中，C1(保持大約等于 V OUT的電壓)已耗盡其多余的存儲能量，從而反向偏置 D1 和 D2。這就是為什么 D1、D2 和 C1 未在此區(qū)間中顯示的原因。 C2 提供所有負載電流。

在下一個時間間隔 d' 中，FET 關閉，電感器電流開始放電，導致其電壓極性反轉。這大大增加了節(jié)點 VFET 上的電壓，允許 C1 通過 D1 充電。在此期間，電流逐漸下降，直到 D1 關閉。然而，由于 D1 的反向恢復特性，電流在最終關閉之前變?yōu)樨撝担藭r電感電流斜率發(fā)生變化，其電壓極性再次反轉。

第三個間隔 d'' 是能量從 C1 轉移到 C2 的時間。當 D1 停止導通時，電感器電壓被鉗位至 V IN， 因為 VFET 節(jié)點電壓被流經 FET 體二極管的電流路徑強制接地。電流流經 D2，直到 C1 和 C2 兩端的電壓相等，但電流繼續(xù)流經 FET 的體二極管，直到電感器電流達到零。此時，電感器兩端的電壓崩潰并與電路寄生效應產生諧振，直到 FET 再次導通。

圖 2 DCM 操作的三個階段

圖 3 詳細列出了關鍵電壓和電流波形。 DCM 操作可實現盡可能最小的電感，但峰值電流更高。 DCM 操作的電感是在最大占空比、最小 V IN 和滿負載時確定的。根據控制器數據表仔細檢查最大占空比，但您通?？梢赃x擇 60%-90%，否則可能會發(fā)生脈沖跳躍。較大的電感將推動操作進入連續(xù)導通模式 (CCM)，因為電流在下一個開關周期之前不會返回到零。這導致使用的電感器可能比所需的大，并且需要額外小心以防止次諧波振蕩。

圖3 DCM中的關鍵電路波形

設計方程

對于 DCM 操作，公式 1 滿足涉及電感器存儲能量的關系：

其中 i pk 是峰值電感電流，η 是轉換器的效率。峰值電感電流等于公式 2：

根據以下兩個方程，方程 3 用以下公式表示占空比 (d)：

由于 V IN 是 FET 導通時電感器兩端的電壓，i pk 是占空比 d 結束時的電感器電流，因此將公式 2 代入公式 3 可得出公式 4 和 5：

間隔 d' 期間的平均負載電流由等式 6 和 7 中的幾何關系確定：

將公式 2 代入公式 7 得到公式 8：

該周期的剩余時間定義為 d''，即能量轉移到 C2 且剩余電感器電流放電至零的時間(公式 9)：

圖 4 顯示了使用倍壓器實現該轉換器的示例原理圖，該轉換器允許每個功率級組件的電壓應力等于全輸出電壓的一半。這提供了更廣泛的組件可供選擇。在此應用中，計算電感時假定輸出電壓為二分之一，但負載電流為負載電流的兩倍。

圖 4具有倍壓器和電平移位電流鏡的電感驅動反相電荷泵原理圖

該轉換器提供了一種小型單電感器解決方案，用于生成大負電壓。此外，它還允許使用廉價的接地參考升壓控制器來驅動 N 溝道 FET。