μC/OS-II被廣泛應(yīng)用于微處理器、微控制器和數(shù)字信號處理器。μC/OS-II 的前身是μC/OS，最早出自于1992 年美國嵌入式系統(tǒng)專家Jean J.Labrosse 在《嵌入式系統(tǒng)編程》雜志的5 月和6 月刊上刊登的文章連載，并把μC/OS 的源碼發(fā)布在該雜志的B B S 上。μC/OS 和μC/OS-II 是專門為計算機的嵌入式應(yīng)用設(shè)計的， 絕大部分代碼是用C語言編寫的。

一、開關(guān)電源的基本概念與工作原理

?高頻開關(guān)電源(也稱為開關(guān)型整流器SMR)通過MOSFET或IGBT的高頻工作，開關(guān)頻率一般控制在50-100kHz范圍內(nèi)，實現(xiàn)高效率和小型化?。其工作原理主要包括以下幾個步驟：?12?主電路?：

?輸入濾波器?：將電網(wǎng)存在的雜波過濾，同時阻礙本機產(chǎn)生的雜波反饋到公共電網(wǎng)。

?整流與濾波?：將電網(wǎng)交流電源直接整流為較平滑的直流電，供下一級變換使用。

?逆變?：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開關(guān)電源的核心部分，頻率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。

?輸出整流與濾波?：根據(jù)負載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。

?控制電路?：

從輸出端取樣，與設(shè)定標準進行比較，控制逆變器的頻率或脈寬，以達到輸出穩(wěn)定。

根據(jù)測試電路提供的資料，通過保護電路鑒別，提供控制電路對整機進行各種保護措施。

?檢測電路?：

提供保護電路中正在運行的各種參數(shù)，同時提供各種顯示儀表資料。

輔助電源提供所有單一電路的不同要求電源。

高頻開關(guān)電源具有高效率和小型化的特點，廣泛應(yīng)用于各種需要穩(wěn)定電源的電子設(shè)備中。

二、開關(guān)頻率的深入分析

2.1 頻率的選擇與影響

開關(guān)頻率是設(shè)計開關(guān)電源的關(guān)鍵因素之一。頻率的選擇不僅影響開關(guān)損耗，還對系統(tǒng)的穩(wěn)定性和電磁兼容性(EMC)有顯著影響。

開關(guān)損耗：開關(guān)頻率的增加會導(dǎo)致每個開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)損耗增加，尤其在高頻應(yīng)用中，開關(guān)損耗可以占到總損耗的很大一部分。開關(guān)損耗的計算公式為：

其中，(V_{ds}) 是開關(guān)管的電壓，(I_d) 是導(dǎo)通電流，(t_{on}) 和 (t_{off}) 是開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷時間，(f) 是開關(guān)頻率。

電磁干擾(EMI)：高頻率的開關(guān)會產(chǎn)生較大的電磁干擾，這要求設(shè)計者必須采取適當?shù)腅MI抑制措施，如增加屏蔽、使用濾波器等。

2.2 高頻與低頻的權(quán)衡

高頻開關(guān)電源：一般在100kHz至1MHz之間，高頻率使得電感和電容的體積減小，但同時也增加了開關(guān)損耗和EMI。

低頻開關(guān)電源：通常在幾十kHz，雖然效率較高，但體積較大，并且可能導(dǎo)致變壓器飽和和輸出電流紋波增大。

三、電感的深入分析

電感在開關(guān)電源中主要起儲能和限制電流紋波的作用。

μC/OS-II是一個完整的，可移植、可固化、可裁減的占先式實時多任務(wù)內(nèi)核，它功能強大，支持56個用戶任務(wù)，支持信號量、郵箱、消息隊列等多種常用的進程間通信機制。公開源代碼，程序可讀性強、移植性好，同時可免費獲得。μC/OS-II由Micrium公司提供，是一個可移植、可固化的、可裁剪的、占先式多任務(wù)實時內(nèi)核，它適用于多種微處理器，微控制器和數(shù)字處理芯片(已經(jīng)移植到超過100種以上的微處理器應(yīng)用中)。同時，該系統(tǒng)源代碼開放、整潔、一致，注釋詳盡，適合系統(tǒng)開發(fā)。 μC/OS-II已經(jīng)通過聯(lián)邦航空局(FAA)商用航行器認證，符合航空無線電技術(shù)委員會(RTCA)DO-178B標準?，F(xiàn)在最新版的是μC/OS-III。

在以往的電源設(shè)計當中，模擬控制技術(shù)因其動態(tài)響應(yīng)快、無量化誤差、價格低廉等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)崩;而數(shù)字控制技術(shù)則由于其成本和技術(shù)等方面的因素而較少得到應(yīng)用。近年來，隨著半導(dǎo)體技術(shù)的不斷發(fā)展，數(shù)字微控制器的成本顯著降低，性能不斷提高，這就使得高頻開關(guān)電源的全數(shù)字化成為可能。由于數(shù)字控制具有能夠簡化系統(tǒng)硬件沒計、減少分立元件的數(shù)量、改善系統(tǒng)可靠性等諸多優(yōu)點，因此它必將在今后的開關(guān)電源設(shè)計中得到越來越廣泛的應(yīng)用。

1 系統(tǒng)介紹

1.1 系統(tǒng)基本說明

系統(tǒng)的整體構(gòu)成如圖1所示。圖1中虛線內(nèi)為系統(tǒng)的控制部分。其余為主電路部分。主電路的工作原理將在后面詳細分析。

在系統(tǒng)的控制電路中，其核心處理器是PHILIPS(飛利浦)公司出品的基于ARM7內(nèi)核的LPC2119微控制器。LPC2119具有高性能、低成本、低功耗等諸多優(yōu)點，很適合應(yīng)用于對成本和性能都有嚴格要求的工業(yè)控制領(lǐng)域。負責A/D轉(zhuǎn)換的是24位高精度的A/D轉(zhuǎn)換器CS5460A，它同樣具有低成本、高性能的特點，以往在各類產(chǎn)品中有著廣泛的應(yīng)用。

控制電路工作時，CS5460A在獲得系統(tǒng)輸出電壓、電流量的模擬信號后，將它們轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字量，并通過專用總線傳給LPC2119。LPC2119得到這些信息以后先對其進行數(shù)字濾波等軟件處理，然后再將其作為反饋量，用于控制算法的運算，得到控制量及其相應(yīng)的驅(qū)動信號.最終控制主電路開關(guān)管的動作。

1.2 雙向DC/DC全數(shù)字控制的軟件實現(xiàn)

在控制策略方面，本文選擇了增量式數(shù)字PI算法。增量式PI算法的主要優(yōu)點為

(1)增量式算法不用做累加，控制量的確定僅與最近幾次誤差采樣值有關(guān)，即其誤差不累積。

(2)其每次輸出的是控制量的增量，誤動作影響小。

在PI算法中，比例部分能夠改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，而積分部分則能夠減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，理論上可實現(xiàn)無靜差的輸出。離散化后的數(shù)字PI算法表達式為

式中：KP為比例系數(shù);

K1為積分系數(shù);

e(k)為本次誤差;

u(k)為本次控制量輸出。

由式(1)遞推可以得到

式(1)減去式(2)可得到增量式數(shù)字PI控制算法的表達式如下：

式(3)中的△u(k)即為數(shù)字調(diào)節(jié)器輸出的控制量的增量。所以，控制算法最終輸出的控制量為：

在裝置的實際工作當中，若負載為鉛酸蓄電池，則當能量正向流動(充電)時，系統(tǒng)可根據(jù)需要分別應(yīng)用電壓閉環(huán)或電流閉環(huán)來控制裝置的輸出電壓和輸出電流。電壓、電流閉環(huán)采用的就是本文所述的增量式PI算法;當能量反向流動時，出于實際應(yīng)用的需要，系統(tǒng)只對負載(蓄電池)側(cè)進行恒流控制。

2 電路工作過程分析

本文提出的主電路拓撲如圖2所示，主要包括：電源輸入側(cè)濾波電容C1;主開關(guān)管S1以及由R1、C2、D2組成的S1的SNUBBER電路;變壓器T以及為其原邊進行磁復(fù)位的第三繞組和為其副邊進行磁復(fù)位的由R2、C3、D3組成的鉗位電路;整流管S2、續(xù)流管S3和輸出濾波環(huán)節(jié)L及C4等幾部分。

2.1 能量正向流動時工作過程分析

為便于分析，假設(shè)此時負載為一只蓄電池。電路控制能量正向流動時，主電路每周期的工作總的來說可分為兩個階段，即正向流動階段和續(xù)流階段。但為了防止整流管S2和續(xù)流管S3同時導(dǎo)通造成變壓器副邊的貫穿短路，兩管的互補脈沖需要加入死區(qū)，因而最終電路的工作過程可分為4部分。主管S1、整流管S2、續(xù)流管S3的驅(qū)動信號如圖3所示，圖3中的l至4即分別對應(yīng)了電路工作的4個階段。

當能量正向流動時，若輸出電流流過管壓降較大的M0S管寄生體二極管，則會帶來很大的整流損耗和續(xù)流損耗。為此，我們應(yīng)用了同步整流技術(shù)，使電流流過導(dǎo)通電阻只有6mΩ的MOS管，大大地減小了損耗、提高了效率。以下便是能量正向流動時4個工作階段的詳細分析。

階段l(能量正向流動) 此階段開始時，主管S1和整流管S2被觸發(fā)導(dǎo)通。輸入電流流入變壓器原邊繞組的同名端，輸出電流流出變壓器次邊繞組的同名端。此時能量由輸入側(cè)向負載側(cè)傳輸?shù)姆绞酵瑐鹘y(tǒng)的單端正激變換器基本一致，其電流流向如圖4(a)中所示。圖4(a)中的i1代表變壓器原邊電流，i2代表變壓器副邊電流(下同)。此過程直到主管關(guān)斷時才會結(jié)束。

階段2(死區(qū)時間1) 此階段剛開始時，主管S2和整流管S2關(guān)斷，續(xù)流管S3仍未導(dǎo)通但其體二極管已經(jīng)導(dǎo)通。由于變壓器漏感的限制，變壓器副邊的電流由輸出電流逐漸減小，而流過續(xù)流管體二極管的電流則由零開始逐漸增大。在此階段中，輸出電流在由整流回路向續(xù)流回路轉(zhuǎn)換。此過程電流方向如圖4(b)中所示。圖(b)中的i2a、i2b分別表示負載電流流經(jīng)整流管和續(xù)流管的兩部分。

階段3(續(xù)流階段) 在此階段開始時，續(xù)流管S3被觸發(fā)導(dǎo)通，所以輸出電流主要經(jīng)由S3續(xù)流，因而損耗大為降低。此階段將持續(xù)到續(xù)流管S3關(guān)斷時才會結(jié)束，其電流流向如圖4(c)所示。

階段4(死區(qū)時間2) 此階段剛開始時，續(xù)流管S3關(guān)斷，但其體二極管仍導(dǎo)通續(xù)流。輸出電流完全經(jīng)由續(xù)流管的體二極管進行續(xù)流。此階段直至主管導(dǎo)通以后才會中止。此過程電流方向如圖4(d)所示。至此，主電路一周期的工作已經(jīng)結(jié)束。當電路下一次的動作時，主管S1和整流管S2又會導(dǎo)通，電路又重新進入階段1時的工作狀態(tài)。

2.2 能量反向流動時工作過程分析

在能量反向流動時，電路的工作過程與BOOST電路基本一致，可大體分為兩個階段。

階段l(續(xù)流) 此階段當中，續(xù)流管導(dǎo)通、整流管關(guān)斷，蓄電池放電電流i1流過電感線圈L，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。此過程電流方向如圖5(a)所示。

階段2(反向放電) 此階段當中，續(xù)流管關(guān)斷、整流管導(dǎo)通。電感L將其中儲存的磁能轉(zhuǎn)化為電能與蓄電池一起向輸入側(cè)放電。其電流流向如圖5(b)中所示。

2.3 變壓器、電感、電容參數(shù)的選取

綜合電源體積、系統(tǒng)效率、控制精度、器件耐壓等諸多因素的考慮，本文選取的工作頻率f=55 kHz，T=1/f，最大占空比Dmax為0.4，則主管S1的最大導(dǎo)通時間toNmax為

3.1 變壓器的計算

變壓器副邊電壓Vs按式(6)計算。

式中：Vo代表輸出電壓;

Vf代表變壓器副邊的管壓降和輸出濾波電感的壓降。

則變壓器副邊最低電壓應(yīng)為

若輸入電壓Vp的最小值為VPmin，于是可求得變比n為

式中：Bm為鐵心的最大工作磁通密度;

S為變壓器磁芯的有效截面積。

因此，可求得變壓器原邊繞組匝數(shù)N1為：

在計算第三繞組時，首先應(yīng)根據(jù)伏秒積平衡的原則計算復(fù)位電壓Vr為

式中：tDFFmin為主管S1的最短關(guān)斷時間;

VPmax為最大輸入電壓。

然后可求得負責變壓器原邊磁通復(fù)位的第三繞組的匝數(shù)N3為

2.3.2 輸出濾波電感L的計算

要計算輸出濾波電感的電感量，首先應(yīng)確定流經(jīng)電感的電流△IL的大小。從電感線圈的外形尺寸、成本、過渡響應(yīng)等方面考慮，△IL取輸出電流Io的10%～30%比較合適。在本文中，為了更好地限制輸出電流中的紋波含量，取△IL為輸出電流Io的10%。綜上，由式(13)可求得電感L的大小。

2.3.3 輸出電容C4的計算

輸出電容的大小豐要由輸出紋波電壓抑制的限值而確定，也就是由△IL以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESR確定。通常輸出紋波電壓取為輸出電壓的0.3%～O.5%，在本文中紋波電壓取0.3%。所以，可求得

在求出ESR后，可根據(jù)廠家提供的產(chǎn)品手冊選取合適的濾波電容。

3 實驗結(jié)果

IRL3803，變壓器原邊磁復(fù)位電路中所用的二檄管為PHILIPS(飛利浦)的BYV26G。這里必須指出的是，在進行整流管和續(xù)流管的選型時，除了要考慮功率器件的耐壓、通流能力外，還應(yīng)特別注意導(dǎo)通電阻值的大小。本文選擇的IRL3803是IR公司推出的專門用于同步整流的MOS管，導(dǎo)通電阻只有6mΩ，能夠最大程度減小導(dǎo)通損耗和從而減小發(fā)熱。由式(5)～式(14)計算可得變壓器原邊、副邊、第三繞組的變比為170：3：255;輸出濾波電感為14.72μH;電容為9900μF。負載為單體鉛酸蓄電池。

實驗主要技術(shù)條件如下：開關(guān)頻率為55kHz。正向工作時，輸入電壓Vi為400(1±5%)V，額定輸出電壓Vo為2V、輸出電流為20A;反向工作時，輸入電壓為2(1±10%)V。

經(jīng)測最，系統(tǒng)工作時穩(wěn)壓、穩(wěn)流精度均可達到小于O.5%的設(shè)計要求;裝置最高效率為86.7%。主要實驗波形如圖6～圖8所示;能量正/反向流動時，系統(tǒng)的效率曲線如圖9所示。

圖6為給蓄電池充電時整流管、續(xù)流管驅(qū)動信號的實測波形。此時原邊主管波形與整流管完全同步。圖6中通道l為整流功率器件的驅(qū)動波形，通道2為續(xù)流功率器件的驅(qū)動波形。圖7為能量反向流動時，整流功率器件、續(xù)流功率器件的驅(qū)動信號實測波形，此時原邊主功率器件不動作。圖7中通道1為整流功率器件驅(qū)動波形，通道2為續(xù)流功率器件驅(qū)動波形。圖8為能量正向流動時，DC/DC變換器輸出2V電壓的實驗波形。從圖8中可看出，輸出穩(wěn)壓精度高，電壓紋波很小。

CPU 硬件相關(guān)部分是用匯編語言編寫的、總量約200行的匯編語言部分被壓縮到最低限度，為的是便于移植到任何一種其它的CPU 上。用戶只要有標準的ANSI 的C交叉編譯器，有匯編器、連接器等軟件工具，就可以將μC/OS-II嵌入到開發(fā)的產(chǎn)品中。μC/OS-II 具有執(zhí)行效率高、占用空間小、實時性能優(yōu)良和可擴展性強等特點， 最小內(nèi)核可編譯至 2KB 。μC/OS-II 已經(jīng)移植到了幾乎所有知名的CPU 上。嚴格地說uC/OS-II只是一個實時操作系統(tǒng)內(nèi)核，它僅僅包含了任務(wù)調(diào)度，任務(wù)管理，時間管理，內(nèi)存管理和任務(wù)間的通信和同步等基本功能。沒有提供輸入輸出管理，文件系統(tǒng)，網(wǎng)絡(luò)等額外的服務(wù)。但由于uC/OS-II良好的可擴展性和源碼開放，這些非必須的功能完全可以由用戶自己根據(jù)需要分別實現(xiàn)。uC/OS-II目標是實現(xiàn)一個基于優(yōu)先級調(diào)度的搶占式的實時內(nèi)核，并在這個內(nèi)核之上提供最基本的系統(tǒng)服務(wù)，如信號量，郵箱，消息隊列，內(nèi)存管理，中斷管理等。uC/OS-II以源代碼的形式發(fā)布，是開源軟件, 但并不意味著它是免費軟件。你可以將其用于教學(xué)和私下研究(peaceful research);但是如果你將其用于商業(yè)用途，那么你必須通過Micrium獲得商用許可。

如前所述，出于簡化控制電路結(jié)構(gòu)、增加系統(tǒng)可靠性等方面的考慮，系統(tǒng)采用以ARM芯片LPC2119為控制系統(tǒng)核心的全數(shù)字化設(shè)計。要實現(xiàn)我們期望的控制功能，除了在上面介紹的基本控制電路外，完善、可靠的控制軟件和恰當?shù)目刂撇呗砸捕际遣豢苫蛉钡摹?

在控制軟件方面，筆者本著層次分明、時序分級、全局考慮、書寫規(guī)范的設(shè)計總則進行了系統(tǒng)控制軟件的開發(fā)。根據(jù)電力電子軟件的實際需要，程序整體上分為3個層次，分別是主控層、算法層和接口層。其中接口層為底層，主控層為頂層，算法層起到連接主控層和接口層的中間橋梁作用。具體來說，主控層不涉及具體的操作，只負責各個任務(wù)的調(diào)度，中斷的安排，時間和優(yōu)先級的處理等。主控層有一個文件，包括main函數(shù)和中斷函數(shù)。在main函數(shù)和中斷函數(shù)中調(diào)用算法層的函數(shù)來實現(xiàn)系統(tǒng)的功能。而算法層則負責具體任務(wù)的執(zhí)行，控制算法的實現(xiàn)，系統(tǒng)的主要功能全都在算法層中體現(xiàn)。接口層負責與硬件的接口，所有跟外設(shè)有關(guān)的操作都在該層進行處理。