差動放大器是一種常用的電路,用于從工廠自動化到電動車系統(tǒng)的各種應用。這主要是因為它有助于在吵鬧的環(huán)境中為設計添加公共模式和差異濾波。

本文將比較離散差分放大器的兩種濾波方法.執(zhí)行情況a,見 圖1 ,在遺留系統(tǒng)中很常見,但可能有一些設計缺陷。執(zhí)行情況b,見 圖2 提供了一種改進,可以減小放大器電路中常見的誤差。但為什么需要改進呢?如何改進電路,如圖2所示?

圖1 差異放大器實現(xiàn)A是常見的遺留系統(tǒng)。

圖2 差異放大器實現(xiàn)b減少了實現(xiàn)中可能出現(xiàn)的錯誤.

首先,讓我們快速回顧一下循環(huán)穩(wěn)定性以及什么導致放大電路不穩(wěn)定。影響運算放大器穩(wěn)定性的主要因素有三個:

· 內(nèi)在相移

· 外部相移

· 前兩個過程、溫度和分量公差的隨機變化

當將隨機和不可預測的變化應用到系統(tǒng)時,相位邊緣代表設計的強度。從本質(zhì)上說,放大器的逆變反饋有180度的相移,放大器開環(huán)增益的主極有90度的相移。高頻或非支配極引入大約20至40度的相移,但可以引入更多或更少的相移取決于設計。

外部相移是指外部元件在反饋回路中引入的相滯.

在工藝、溫度和分量公差上,非顯性極和外部分量可以引入不同數(shù)量的相移,從而使設計不穩(wěn)定。 圖3 說明高水平循環(huán)穩(wěn)定性的變化,同時 圖4 更清楚地說明它。

圖3 循環(huán)相移在高水平上表現(xiàn)出穩(wěn)定性.

圖4 這是一個擴大版的環(huán)路相移.

穩(wěn)定放大器

單增益穩(wěn)定放大器的設計是穩(wěn)定的,當用作一個緩沖區(qū)的噪聲增益(或非逆變增益)為1,并將有更多的相位邊緣增加增益。即使從差動放大器獲得的額外增益可以增加相位邊緣,但是在反饋回路中加入更多的外部電容負載會使放大器變得稍微穩(wěn)定或完全不穩(wěn)定。

在運算放大器的數(shù)據(jù)表中( 圖5 演示了一個示例),您可以看到有一個相位邊緣的規(guī)范,但它適用于指定的負載電容和負載電阻。

圖5 顯示了LM2904B運算放大器相位邊緣的數(shù)據(jù)表規(guī)格。

如果這些條件改變,相差也會改變。隨著電容負載的增加,負載電容與放大器的內(nèi)部輸出阻抗相互作用,在反饋回路中引入一個極,從而引入相位滯后。

在實現(xiàn)A的情況下,放大器的內(nèi)部輸出阻抗與反饋電阻串聯(lián),然后在反饋回路中形成電阻-電容(RC)延遲。與簡單的輸出電容負載相比,這將引入更多的相位延遲。

即使在實現(xiàn)A中只放置差動電容C1,您也可以看到顯示附加相位滯后的小信號等效電路。 圖6 是一個簡單的近似,但簡化有助于理解一般的行為。在這種情況下,由于非逆變輸入是直流值(在小信號分析中是接地的),C1現(xiàn)在變成了反饋回路的接地電容,通過引入相位時滯仍然會降低回路的穩(wěn)定性。

圖6 運算放大器的簡單逼近有助于理解一般行為。

通過對電路的分析,可以看出實現(xiàn)的潛在危害之一.集成儀表放大器和集成差分放大器的微分和共模濾波的標準實踐是實現(xiàn)A。那么為什么添加這些電容器不會對這些設備產(chǎn)生負面影響呢?原因是電容沒有被放置在反饋環(huán)中,因此沒有引入相位滯后的循環(huán)。

三放大器儀表設備僅具有外部連接的非逆變輸入,因此在非逆變輸入上添加電容不會降低相位邊緣。 圖7 顯示了儀表放大器的內(nèi)部示意圖,它表明在+中添加電容不會影響反饋回路。

圖7 簡化的內(nèi)部示意圖說明了一個儀表放大器。

圖8 顯示了集成差分放大器的內(nèi)部示意圖。這個集成的差分放大器有一個電阻(R 在…中 )在放大器的輸入電容和逆變輸入之間,該放大器從濾波電容器引入的相位時滯中隔離后者,然后隔離反饋環(huán)。

圖8 簡化的內(nèi)部示意圖說明了一個集成的差分放大器。

同樣的原則說明實現(xiàn)B如何改進實現(xiàn)A,如圖1所示。

圖1中的R5隔離了由C1和C3引入的相位滯后的逆變輸入。即使這些電容值被改變,這個電阻將有助于保持循環(huán)的穩(wěn)定性。如果C1、C2和C3的值足夠小,則實現(xiàn)A不會總是變得不穩(wěn)定。實際上,已經(jīng)有一些電容器,就像操作放大器所固有的那樣。

查看TLV9002運算放大器的數(shù)據(jù)表 圖9 ,你可以看到,有一個5PF差動電容器和一個1.5PF共模電容。這些不是有意放置的,但是,這些是存在于輸入微分對門上的寄生電容。

圖9 數(shù)據(jù)表規(guī)范顯示了差速器和共模電容。

在運算放大器的輸入上直接添加外部濾波電容,使現(xiàn)有的寄生電容并行增加電容。它可能并不總是導致電路不穩(wěn)定,但它仍然會對相位邊緣產(chǎn)生負面影響。

過濾電容效應

現(xiàn)在,讓我們來研究在多個實現(xiàn)中,濾波器電容對電路相位邊緣的影響。 圖10 顯示模擬電路。模擬在PSPICE中進行。這個項目可以幫助模擬許多不同的放大器實現(xiàn)的穩(wěn)定性。

圖10 對鈦進行交流分析,對差動輸入電容器進行分析.

使用PSPICE中的帕拉姆塊可以很容易地向組件分配變量值。具有可變值的組件在括號中{}中表示,并在參數(shù)下分配:語句.

圖11 和 圖12 顯示放大器反饋環(huán)的前置圖和反饋環(huán)的相位邊緣。該電路具有一個小的CFILL_D,相位邊緣為88度,比建議的45度相邊緣要大。換句話說,這個電路是穩(wěn)定的。

圖11 顯示了10pf差動電容電路(CFERT_D=10pf)的波德圖。

圖12 圖10所示的電路的計算相位邊緣。

圖13 顯示此電路的相位邊緣,當CFLF_D從1F增加到100NF時。相位邊緣顯著減小,漸近接近0.該電路在輸入之間的電容約為1NF后,相位邊緣小于45度。

圖13 當差動濾波器電容增加時,曲線標記相位邊緣的參數(shù)分析.

前兆圖和相位邊緣

現(xiàn)在,讓我們分析實現(xiàn)A,它在 圖14 用于開環(huán)交流分析和測量產(chǎn)生的相位邊緣.

圖14 圖所示為差放大器實現(xiàn)A。

圖15 和 圖16 顯示反饋環(huán)的波德圖和計算的相位邊緣。

圖15 圖14顯示了前兆圖。

圖16 圖15顯示了預測圖的計算相位邊緣。資料來源:德克薩斯儀器公司

實現(xiàn)A具有75NF的差動電容和7.5NF的共模電容有-0.131度的相位邊緣和將不穩(wěn)定。要在實現(xiàn)B、R2和R3中創(chuàng)建一個等效電路,必須將其分成一半(分為R2和R8,以及R3和R9),而且必須將CFLT_MC和CFERT_D加倍。將電阻值減半,將電容加倍,在保持濾波器截止頻率的同時,保留了電路的增益。

圖17 使用實現(xiàn)B保留實現(xiàn)A的功能.

圖17 顯示了鈦原理圖的差放大器實現(xiàn)B。

實現(xiàn)b有一個15nf的共模濾波器電容器和一個比共模電容器大10倍或150nf的差動濾波器電容器。此電路在功能上等于實現(xiàn)A.設置C文件_D等于C文件_cm的10倍,這樣就可以更容易地進行參數(shù)分析,只掃描一個變量,并保持C文件_D和C文件_cm的相對尺寸。

為了模擬濾波器的移動頻率,將CFILT_cm從1F向100NF進行參數(shù)性掃掃(并將CFFL_D從10P掃掃到1VM)。當最壞情況值為300伏安時,相位邊緣永遠不會低于70度。請注意,R8必須足夠大,足以將反饋環(huán)與濾波器電容隔離開。

圖18 隨著共模濾波器電容的增加,對相位邊緣進行了參數(shù)分析。

可以用參數(shù)分析R8的最小可接受尺寸。保持輸入濾波器RC常數(shù)和R8和R9的增益將得到一個相等的比較,確保R2和R8的總和等于1KDH,而結果的R2和C3的乘積保持在7.5-6。這些規(guī)則保留了圖17中電路的相對大小。 圖19 顯示在一個越來越小的R8和R9上的相位邊緣圖。

圖19 相位邊緣的參數(shù)分析顯示為RIN2遞減。

在這個設計中,任何小于75分的R8值產(chǎn)生的相位差小于45度,這被認為是略微穩(wěn)定的。它表明實現(xiàn)B有助于解決A的潛在缺點。

兩個設計考慮

在比較離散差分放大器濾波方法時,設計工程師可以降低放大器電路常見實現(xiàn)中的潛在誤差。在向放大電路添加輸入濾波時,考慮這兩點。

首先,避免直接放置輸入濾波器電容器--包括電容器之間的投入或直接到地面。第二,確保內(nèi)和濾波器電容器之間的電阻足夠大,足以將濾波器的電容負載與反饋回路隔離開。