Current-Mode Control LLC注意事項

如圖1所示，電感器 - 電感電容器(LLC)串行諧振電路可以在初級側(cè)的零電壓切換和次級側(cè)的零電流切換，以提高效率并啟用更高的開關頻率。通常，LLC轉(zhuǎn)換器使用直接頻率控制，該控制器只有一個電壓循環(huán)，并通過調(diào)整開關頻率來穩(wěn)定其輸出電壓。具有直接頻率控制的LLC無法實現(xiàn)高帶寬，因為LLC小信號轉(zhuǎn)移函數(shù)中有一個雙極在不同的負載條件下會有所不同[1] [2]。當包含所有角落條件時，直接頻率控制有限責任公司的補償器設計變得棘手且復雜。

電流模式控制可以用內(nèi)部控制環(huán)消除雙極，從而在所有操作條件下以簡單的補償器實現(xiàn)高帶寬?；旌蠝罂刂剖且环N結合電荷控制和坡道補償?shù)腖LC電流模式控制的方法[3]。該方法保持了電荷控制的良好瞬態(tài)性能，但通過增加坡度補償，可以避免在沒有或輕載條件下的相關穩(wěn)定性問題。來自德州儀器的UCC256404 LLC共振控制器證明了這種方法的成功。

圖1 LLC串行諧振電路既可以在主側(cè)的零電壓開關和次級側(cè)的零電流開關。

類似于脈沖寬度調(diào)制(PWM)轉(zhuǎn)換器，例如BUCK和BOOST，峰值電流模式控制控制每個切換周期中的電感電流，并將內(nèi)部控制循環(huán)簡化為一階系統(tǒng)。

在LLC轉(zhuǎn)換器中，諧振油箱像秋千一樣運行。高和低側(cè)開關正在推動并拉動諧振電容器上的電壓：當高側(cè)開關打開時，諧振電容器上的電壓在諧振電流呈正陽性后會向上擺動;相反，當?shù)蛡?cè)開關打開時，諧振電容器上的電壓將在諧振電流變負值后向下擺動。

當高側(cè)開關打開時，能量流入諧振轉(zhuǎn)換器。如果刪除輸入解耦電容器，則輸送到諧振罐的電源等于輸入電壓和輸入電流的乘積的集成。如果忽略了死時間，則方程1在每個切換周期中表示能量。

在公式1中，輸入電壓是恒定的，并且輸入電流等于諧振電流的絕對值。因此，您可以將方程式1修改為等式2。

從諧振電容器來看，諧振電流的集成與諧振電容器的電壓變化成正比(方程3)。

公式4推論輸送到諧振罐中的能量。

從等式4中，很明顯，當高側(cè)開關打開時，一個開關周期中傳遞的能量與諧振電容器的電壓變化成正比。這與降壓或增強轉(zhuǎn)換器中的峰值電流對照非常相似，其中能量與電感器的峰值電流成正比。

LLC電流模式控制通過控制諧振電容器上的電壓變化來控制每個開關周期中傳遞的能量，如圖2所示。

圖2 LLC電流模式控制原理通過控制諧振電容器上的電壓變化來管理每個開關周期中傳遞的能量。

LLC電流模式控制與MCUS

圖3顯示了由TMS320F280039C C2000?32位微控制器(MCU)實現(xiàn)的電流模式LLC的邏輯，來自德州儀器(MCU)，其中包括基于硬件的Delta resonant sapacitor(ΔVCR)比較，脈搏生成和最大時間限制，脈搏生成和最大時間限制，脈動發(fā)電量的三角洲電壓。

在LLC電流模式控制中，信號VC來自電壓回路補償器，信號VCR是諧振電容器的電壓感。 C2000比較子系統(tǒng)模塊具有內(nèi)部斜坡發(fā)電機，該模塊可以自動為VC提供下滑的補償。您只需要設置坡道發(fā)生器的初始值即可;數(shù)字到分析轉(zhuǎn)換器(DAC)將基于斜率設置提供傾斜的VCR限制(VC_RAMP)。比較子系統(tǒng)模塊將VCR的模擬信號與傾斜的限制進行比較，并生成觸發(fā)事件(Compare_evt)，以通過EPWM X-bar觸發(fā)增強的PWM(EPWM)。

EPWM中的動作預選賽子模塊從比較子系統(tǒng)接收了比較事件，并在每個切換周期中降低了PWM(PWMH)的高側(cè)。然后，可配置的邏輯塊然后將相同的脈沖寬度復制到PWMH變低后PWM(PWML)的低側(cè)。 PWML變低后，可配置的邏輯塊會生成同步脈沖，以將所有相關模塊重置并將PWMH重置為高。該過程以新的切換周期重復。

除了比較動作外，時間群集模還限制了PWMH和PWML的最大脈沖寬度，這決定了LLC轉(zhuǎn)換器的最小開關頻率。如果比較事件直到計時器計數(shù)到最大設置，則時間群子模塊將重置AQ子模塊并撤回PWMH，從而替換了比較子系統(tǒng)模塊的比較事件操作。

此硬件邏輯形成了內(nèi)部VCR變化控制，該控制控制了每個切換周期中傳遞到諧振箱的能量。然后，您可以使用傳統(tǒng)的中斷服務程序來設計外電壓循環(huán)補償器，以計算和刷新VCR變化幅度為VC。

圖3 LLC電流模式控制邏輯，具有C2000 MCU，信號VC來自電壓環(huán)補償器，信號VCR是諧振電容器的電壓感。

實驗結果

我在使用TMS320F280039C MCU的1 kW Half-Bridge LLC平臺上測試了此處描述的當前模式控制方法。圖4顯示了在400 V輸入下的電壓環(huán)的Bode圖和42 A載荷，證明LLC可以以50度相緣實現(xiàn)6 kHz的帶寬。

圖4具有400 V輸入和42 A負載的電流模式控制LLC的Bode圖。

圖5比較了直接頻率控制與混合滯后控制之間的負載瞬變，其400V輸入和載荷瞬變從10 A到80 A的載荷瞬變，其旋轉(zhuǎn)速率為2.5 A/μS。如您所見，混合滯后控制電流模式控制方法可以比傳統(tǒng)的直接頻率控制有限責任公司獲得更好的負載瞬態(tài)響應。

有關更多實驗測試數(shù)據(jù)和波形。

圖5具有直接頻率控制(A)和雜化滯后控制(B)的載荷瞬變，從10 A到80 A，在400 V DC輸入下具有2.5 A/μS驅(qū)動速率。綠色是主要電流;淺藍色是輸出電壓，直流耦合;紫色是輸出電壓，并帶有交流耦合;深藍色是輸出電流。

數(shù)字電流模式控制

與直接頻率控制相比，數(shù)字電流模式控制的LLC可以實現(xiàn)更高的控制帶寬，并在負載過渡過程中保持非常低的電壓變化。在N+1冗余和并行應用中，此控制方法可以將總線電壓保持在熱交換或保護期間的規(guī)定范圍內(nèi)。因此，具有此快速響應功能和數(shù)字程序能力的數(shù)據(jù)中心功率和AI服務器功率已廣泛采用此控制方法。