動態(tài)范圍和無雜散動態(tài)范圍（SFDR）的概念出現(xiàn)在各種工程環(huán)境中。盡管如此，很多朋友可能并沒有完全理解這些性能指標的重要性。

一、設計中的線性度與噪聲的權衡當我們想要提升電路的線性性能時，就不得不考慮線性度與電路其他性能參數(shù)之間的平衡——這些參數(shù)包括增益、帶寬和噪聲特性等。（統(tǒng)一與矛盾的）雖然這些性能參數(shù)也同樣重要，但是本章僅考慮線性度與噪聲的關系。

二、共源放大器中的源極退化

為了深入理解線性度與噪聲之間的權衡，我們來看看一個基本的線性化技術：在共源放大器的源極串聯(lián)一個電阻（RS）（如圖1所示）。這樣可以幫助我們更直觀地理解兩者之間的相互影響和取舍。

圖1

電阻RS作為一個局部負反饋源，作用于MOSFET的柵源電壓。RS上的電壓降與漏極電流成正比。隨著漏極電流的增加，RS上的電壓也會增加。這降低了MOSFET的柵源電壓，從而減少了漏極電流。

這樣改善了電路的線性度。然而，添加的電阻增加了電路引入了額外的噪聲，從而降低了整體噪聲性能。

三、采樣保持電路

噪聲與線性度之間的權衡也在模數(shù)轉換器（ADC）的設計中體現(xiàn)出來。圖2為中采樣保持（S/H）電路的基本框圖。

圖2

如果我們增加保持電容（CH），系統(tǒng)的帶寬以及隨之而來的噪聲就會降低。但是，這樣一來，第一個放大器就需要驅動一個更大的電容。然而，實際放大器能提供的電流是有限的。因此，當電容變大時，采樣保持（S/H）電路可能無法快速跟隨輸入信號，尤其是對于那些幅度大或頻率高的信號。

S/H電路有限的壓擺率（即電壓變化率）是制造具有優(yōu)良噪聲性能和高線性度的ADC在信號帶寬超過幾兆赫茲時變得非常困難的一個關鍵原因。

四、無線電接收器信號路徑

為了探討噪聲與線性度權衡的最后一個例子，深入探究一下無線電接收器的信號鏈。圖3是一個矢量網絡分析儀（VNA）的參考通道和測試通道的簡化框圖。

圖三

如果在混頻器之前添加低噪聲放大器，我們可以使后續(xù)階段產生的噪聲相對于所需信號來說變得相對較小。這樣，接收器對LNA之后各階段的噪聲就不那么敏感了。但是，為了順利地將LNA產生的相對較大的信號進行下變頻，這需要混頻器具有較高的線性度。我們再次看到了熟悉的噪聲與線性度之間的權衡！

五、動態(tài)范圍的介紹

線性度是測量大信號時的關鍵限制因素。隨著輸入信號幅度的增大，實際電路的非線性特性會更加明顯，并開始產生不可接受的失真水平，這會降低測量的準確性。因此，為了測量更大的信號，我們需要使系統(tǒng)更加線性化。

然而，正如我們之前所看到的，線性化通常是以增加噪聲為代價的。當噪聲水平提高時，小信號可能會被淹沒在噪聲中，變得難以檢測。這使得設計一個能夠精確測量高幅度和低幅度信號的電路變得具有挑戰(zhàn)性。

為了描述電路的這一重要特性，我們引入了動態(tài)范圍這一指標。它是指系統(tǒng)能夠測量的最高幅度信號與最低幅度信號之間的差值。這一概念在圖4的示例頻譜圖中得到了直觀的展示。簡單來說，動態(tài)范圍越大，電路對信號幅度的適應能力就越強，可以更加準確地測量不同幅度的信號。

圖4動態(tài)范圍決定了系統(tǒng)能夠測量的信號幅度的范圍。在這個范圍內，我們可以認為電路具有可接受的線性和確定性（即輸出不是由噪聲產生的不可預測信號）。動態(tài)范圍是頻譜分析儀和矢量網絡分析儀（VNA）的重要參數(shù)，我們稍后會詳細討論。在頻譜分析儀和VNA中，動態(tài)范圍的上限通常受到分析儀內部放大器和混頻器的壓縮點的限制。圖5展示了當輸入功率接近放大器壓縮點時，典型放大器變得過度非線性的情況。圖5

六、動態(tài)范圍為什么這么重要

為了說明具有高動態(tài)范圍的重要性，我們來看一個常見應用：測量濾波器的頻率響應。以具有90 dB阻帶抑制的帶通濾波器為例。圖6展示了使用兩臺不同的矢量網絡分析儀（VNA）在所選的頻率范圍內掃描單頻正弦波輸入時得到的測量響應。

圖6圖中左側部分的響應是使用動態(tài)范圍較低的矢量網絡分析儀（VNA）得到的結果。在這種情況下，VNA接收器的靈敏度約為-60 dBm。因此，在濾波器的阻帶區(qū)域，即濾波器輸出信號非常小的部分，VNA測量的是其自身的噪聲基底，而不是濾波器產生的信號。右側的響應是由靈敏度為-100 dBm的VNA獲得的。這代表了更寬的動態(tài)范圍，這種改進使我們能夠正確表征濾波器的阻帶行為。請注意，在濾波器輸出功率與VNA的噪聲基底相當?shù)念l率下，跡線會變得嘈雜。在這個例子中，大信號和小信號是由測試設備在不同時間測量的——它們沒有同時應用到VNA上。為了研究同時存在小信號和大信號時系統(tǒng)的性能，我們使用無雜散動態(tài)范圍（SFDR）。

七、定義無雜散動態(tài)范圍

即使使用單頻輸入，非線性電路也可能在輸出端產生不同頻率的分量（雜散）。這些雜散可能與輸入信號有諧波關系，也可能沒有，如圖7所示。

圖7

在圖7中，橙色分量是基頻分量，也就是我們期望的輸出分量。在這個例子中，基頻分量小于可測量的最大信號。但我們假設它足夠大，能產生多個雜散（紫色分量）。為了量化雜散的影響，我們使用無雜散動態(tài)范圍（SFDR）來看。SFDR的定義有多種，有時會令人困惑。在這里，我們將它定義為在所選的帶寬內，期望信號幅度與最大雜散之間的差值。采用這個定義時，最大雜散幅度是以信號（或載波）水平為參考的。因此，我們用dBc（相對于載波的dB）來表示SFDR。請注意，即使在存在雜散的情況下，動態(tài)范圍仍然定義為可測量的最大信號與系統(tǒng)噪聲基底之間的差值。

八、何時使用無雜散動態(tài)范圍

讓我們設想一個場景，其中電路同時接收小信號和大信號。小信號是需要測量的信號，而大信號則是干擾信號。這種情況在我們日常的接收機中十分常見。我們可以在圖8中看到這一點，它展示了接收機在典型信號水平下的工作情況。天線在其所選的頻率范圍內接收到兩個信號：一個低功率的期望信號和一個高功率的帶內阻塞信號。圖8請注意，帶內阻塞和帶外阻塞有不同的效果。帶外阻塞通常被接收器前端的帶通濾波器充分抑制。相比之下，帶內干擾的頻率更接近所需信號。通常，直到鏈路的末端才會將其移除。因此，圖8中的RF混頻器會將所需信號和帶內阻塞都下變頻至中頻（IF）。在存在大功率干擾器的情況下，RF信號鏈和ADC需要測量所需的小信號。但是，高功率阻塞器可能使系統(tǒng)非線性運行，從而在非常接近所需信號的頻率處產生雜散。圖9顯示了非線性如何產生這樣的雜散（紫色部分）。

圖9如果接近所需信號的雜散足夠大，它會降低接收機的信噪比。我們需要知道接收機的無雜散動態(tài)范圍（SFDR），以確定頻譜中可能出現(xiàn)的最大雜散水平。九、選擇合適的動態(tài)范圍指標動態(tài)范圍描述了系統(tǒng)能夠測量的最高和最低幅度信號之間的差異。然而，正如我們現(xiàn)在所看到的，動態(tài)范圍僅提供了系統(tǒng)性能的有限信息。當輸入信號的幅度在系統(tǒng)的線性區(qū)域內時，動態(tài)范圍最為有用。對于導致系統(tǒng)非線性運行的高功率輸入信號，我們還需要查看無雜散動態(tài)范圍。SFDR在需要同時測量大信號和小信號的應用中特別有用。