、在這篇文章中，我們探討了射頻扼流圈非理想性對(duì)E類放大器性能的影響，并學(xué)習(xí)如何為您的放大器設(shè)計(jì)選擇正確的扼流圈電感。圖1顯示了E類放大器的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。


圖1. 基本的E類放大器。射頻扼流圈供應(yīng)直流電流I0。從本系列的前幾篇文章中，我們知道上述電路中的射頻扼流圈（L1）維持著幾乎恒定的I0電流。然而，這些文章都假設(shè)了一個(gè)理想的射頻扼流圈，沒有直流電阻，并且在工作頻率下具有無(wú)限大的射頻感抗。實(shí)際的扼流圈電感器具有非零直流電阻和有限的射頻感抗。在這篇文章中，我們將分析這些不完美因素對(duì)E類功率放大器性能的影響。然后，我們將通過兩個(gè)設(shè)計(jì)示例將我們的知識(shí)付諸實(shí)踐——一個(gè)與電阻相關(guān)，一個(gè)與電感相關(guān)。最后，我們將通過在LTspice中模擬我們的示例電路來測(cè)試我們分析的準(zhǔn)確性。感抗與直流電阻之間的權(quán)衡射頻扼流圈必須具有無(wú)限大的感抗以完全消除交流電流分量，并且只允許直流電流通過。這在實(shí)踐中顯然是不可能的。相反，我們尋求通過增加扼流圈電感來確保通過扼流圈的交流電流遠(yuǎn)低于直流電流。在這樣做時(shí)，我們面臨兩個(gè)因素之間的重要權(quán)衡：由于扼流圈的直流電阻導(dǎo)致的功率損失。扼流圈阻斷交流分量的能力。雖然較大的電感更有效地阻斷交流電流，但它也引入了更大的直流電阻。正如我們將在下一部分討論的，這增加了扼流圈中的功率耗散。較大的電感還會(huì)增加設(shè)計(jì)的尺寸、重量和成本。此外，它可能會(huì)向電路引入更高的寄生電容。因此，我們的目標(biāo)是使用盡可能小的電感，但仍然足夠大以充分抑制交流分量。我們將在后面回到電感的話題?，F(xiàn)在，讓我們先確定由扼流圈直流電阻引起的功率損失。理解非零扼流圈電阻的影響對(duì)于最佳運(yùn)行的E類放大器，通過射頻扼流圈的直流電流（I0）與負(fù)載電流的幅度（IR）之間的關(guān)系由以下方程給出：
方程 1I0通過扼流圈的直流電阻流動(dòng)會(huì)導(dǎo)致功率損失，由以下方程給出：
方程 2。其中RRFC是射頻扼流圈的直流電阻。通過結(jié)合方程1和方程2，我們得到了以下功率損失公式：
方程 3。與此同時(shí)，向負(fù)載傳遞的平均功率是：
方程 4。其中RL是放大器的負(fù)載電阻。結(jié)合方程3和方程4，我們可以找到PLoss與PL的比率：
方程 5。我們現(xiàn)在可以應(yīng)用這個(gè)方程來確定當(dāng)RRFC不等于零時(shí)E類放大器的效率。扼流圈的直流電阻如何影響效率？為了簡(jiǎn)化問題，我們假設(shè)以下情況：扼流圈的直流電阻（RRFC）雖然不為零，但足夠小，不會(huì)影響I0或IR。扼流圈的直流電阻是影響放大器的唯一損耗機(jī)制。像我們之前檢查的開關(guān)損耗一樣，非零RRFC增加了從電源（Pcc）抽取的功率，但不會(huì)顯著影響傳遞到負(fù)載（PL）的功率。Pcc等于傳遞給負(fù)載的功率（PL）和在扼流圈中耗散的功率（PLoss）的總和：
方程 6。然后放大器的效率是：
方程 7。或者，如果我們考慮到方程5：
方程 8。讓我們將這個(gè)方程應(yīng)用于一個(gè)示例問題。示例1：當(dāng)扼流圈具有非零電阻時(shí)確定效率假設(shè)一個(gè)最佳運(yùn)行的E類放大器使用了一個(gè)400微亨的射頻扼流圈，直流電阻為RRFC = 0.3歐姆。如果負(fù)載電阻是RL = 50歐姆，放大器的效率會(huì)是多少？假設(shè)非零扼流圈電阻是影響電路的唯一損耗機(jī)制。應(yīng)用方程8，我們有：
方程 9。這個(gè)放大器的效率是99.7%。這比E類放大器的理論效率100%低，但差距不大。然而，我們?cè)黾又绷麟娮柙蕉?，放大器的效率就?huì)越低。為了避免不必要地增加RRFC，我們希望使用所需的最小電感。確定需的電感在本節(jié)中，我們將計(jì)算通過射頻扼流圈的電流的峰峰值波動(dòng)，并用它來確定E類設(shè)計(jì)所需的最小扼流圈電感。我們首先看看一個(gè)射頻周期內(nèi)扼流圈電流的變化。圖2顯示了三條不同的曲線。從上到下，這些是：E類放大器開關(guān)中的電流。E類放大器開關(guān)上的電壓。具有有限感抗的射頻扼流圈中電流的近似值。請(qǐng)注意，實(shí)際的扼流圈電流波形與下面顯示的有所不同。盡管如此，這個(gè)近似波形允許我們推導(dǎo)出一個(gè)簡(jiǎn)單但相當(dāng)準(zhǔn)確的方程，用于計(jì)算射頻扼流圈電流的波動(dòng)。

圖2. 通過開關(guān)的電流（頂部）、開關(guān)上的電壓（中間）以及通過射頻扼流圈的電流（底部）。當(dāng)開關(guān)接通時(shí)，圖1中的E類電路的集電極被接地（Vsw = 0），射頻扼流圈維持一個(gè)相對(duì)恒定的電壓Vcc。通過電感器的電流與跨其上的電壓的時(shí)間積分成正比。因此，對(duì)電感器施加恒定電壓會(huì)導(dǎo)致其電流線性增加。在開關(guān)接通狀態(tài)下，我們可以將通過射頻扼流圈的電流表示為：
方程 10。其中i0是一個(gè)積分常數(shù)，它考慮了開關(guān)接通瞬間通過電感器的初始電流。以50%的占空比，電流的峰值i1出現(xiàn)在t = T/2時(shí)：
方程 11。因此，峰峰值電流波動(dòng)為：
方程 12。為了我們的分析，我們假設(shè)目標(biāo)是保持ΔI低于扼流圈直流電流的十分之一。將這個(gè)限制應(yīng)用于方程12得到：
方程 13。為了簡(jiǎn)化這個(gè)方程，我們需要用Vcc表示I0：
方程 14。這個(gè)方程也可以在“解開E類功率放大器設(shè)計(jì)方程”中找到。結(jié)合方程13和方程14，我們得到：
方程 15。上述方程允許我們確定保持峰峰值電流變化在扼流圈直流電流的10%以下的最小電感。示例2：尋找最小扼流圈電感在之前的文章中，我們?cè)O(shè)計(jì)了圖3所示的E類放大器。它在1 MHz時(shí)向50 Ω負(fù)載提供1.66 W的功率。讓我們確定保持放大器扼流圈電流的峰峰值變化在其直流值的10%以下的所需最小扼流圈電感。

圖3. 我們?cè)谥暗奈恼轮性O(shè)計(jì)的E類放大器的電路圖。請(qǐng)注意，這個(gè)圖中的元件值是在零飽和電壓（Vsat = 0）和負(fù)載Q因子為10的情況下獲得的。應(yīng)用方程15，我們有：

根據(jù)這個(gè)分析，射頻扼流圈必須至少有433微亨的電感，才能使放大器達(dá)到最佳性能。使用LTspice回顧E類放大器的運(yùn)行為了評(píng)估上述分析的準(zhǔn)確性，讓我們嘗試在LTspice中模擬我們的示例電路。我們將使用圖4中的LTspice電路圖。

圖4. 用于模擬圖3中E類放大器階段的LTspice電路圖。在上圖中，使用了理想開關(guān)來代替晶體管。.model語(yǔ)句為由電壓源V2控制的開關(guān)指定了以下參數(shù)：- 開啟電阻為0.1歐姆。- 關(guān)閉電阻為100兆歐姆。- 閾值電壓為0.5伏特。圖5顯示了該電路中模擬的開關(guān)電壓（Vsw）和扼流圈電流（IL1），同時(shí)還顯示了直流供電電壓（Vcc）。

圖5. LTspice電路中的開關(guān)電壓（藍(lán)色）、供電電壓（紅色）和射頻扼流圈電流（綠松色）。上圖中的藍(lán)色曲線代表了開關(guān)上的電壓。它幾乎完全符合我們期望的從最佳運(yùn)行的E類階段得到的開關(guān)電壓波形，有一個(gè)區(qū)別：它沒有完全滿足零電壓開關(guān)條件。例如，在開關(guān)接通時(shí)（在t = 38微秒之前），電壓并不是0伏特，而是略微負(fù)值。這是一個(gè)相對(duì)較小的偏差，但你仍然可以考慮微調(diào)電路元件以實(shí)現(xiàn)最佳可能的性能。圖5中的綠松色曲線顯示了通過射頻扼流圈的電流。它與圖2中顯示的扼流圈電流波形有所不同。在那里，電流在開關(guān)接通狀態(tài)下上升，在關(guān)閉狀態(tài)下放電——這是我們帶入到推導(dǎo)出扼流圈最小電感的方程中的假設(shè)。在模擬波形中，開關(guān)的接通狀態(tài)對(duì)應(yīng)于t = 38微秒和t = 38.5微秒之間的時(shí)間間隔。然而，模擬顯示電流在大約t = 37.87微秒開始上升，這是在開關(guān)接通之前的一段時(shí)間。即使在開關(guān)關(guān)閉后，電流繼續(xù)上升，直到大約t = 38.53微秒。簡(jiǎn)而言之，與我們假設(shè)的電流在一個(gè)半周期內(nèi)上升，在另一個(gè)半周期內(nèi)放電相反，模擬顯示電流上升也發(fā)生在開關(guān)關(guān)閉半周期的一些部分。但為什么呢？為了回答這個(gè)問題，請(qǐng)注意，從t = 37.87微秒到t = 38.53微秒，Vsw低于Vcc。這導(dǎo)致扼流圈上的電壓為正。通過電感器的電流與跨其上的電壓的時(shí)間積分成正比，因此電流在這段時(shí)間間隔內(nèi)通過扼流圈增加是合理的。最終結(jié)果是，我們?cè)诜治鲋邪l(fā)現(xiàn)的峰峰值電流波動(dòng)略小于實(shí)際值。在模擬波形中，電流從140.33毫安變化到157.39毫安，平均值為I0 = 148.51毫安。因此，峰峰值是I0的11.5%，而不是我們預(yù)期的10%。盡管如此，方程15仍然是確定所需扼流圈電感的一個(gè)相當(dāng)準(zhǔn)確的方法。總結(jié)E類功率放大器以其高效率而聞名。然而，實(shí)際的E類放大器設(shè)計(jì)必須考慮元件的非理想性。正如我們?cè)诒疚闹锌吹降?，放大器的射頻扼流圈的直流電阻會(huì)導(dǎo)致扼流圈本身的能量耗散，降低放大器的效率。此外，實(shí)際射頻扼流圈的有限感抗會(huì)導(dǎo)致電流波動(dòng)，我們不能在不增加扼流圈電阻的情況下解決這個(gè)問題。因此，我們希望使用盡可能小的電感，同時(shí)仍然將交流分量抑制到必要的程度。在本系列的下一篇文章中，我們將學(xué)習(xí)如何調(diào)整放大器，以幫助我們?cè)谶@些和其他非理想性的情況下實(shí)現(xiàn)最佳性能。這將是關(guān)于E類功率放大器的最后一篇文章，之后我們將討論F類操作。