傳統(tǒng)的基站射頻功放通常采用橫向擴散金屬氧化物半導體（LDMOS）器件，以滿足成本效益要求。為了提升性能，許多設計師現(xiàn)在開始探索使用高性能氮化鎵（GaN）器件或碳化硅基氮化鎵功放的替代設計方案。然而，有幾個挑戰(zhàn)使 GaN 器件與標準的 LDMOS 場效應晶體管（FET）器件有顯著區(qū)別。使用 GaN 器件進行設計的五個考慮因素包括：偏置序列、Vgs 漂移、溫度補償要求、柵極漏電流要求以及平均故障前時間（MTTF）計算的熱測量過程。

圖 1：典型的氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）結構

偏置序列

通常，大多數(shù) AlGaN/GaN 高電子遷移率晶體管（HEMT）射頻場效應晶體管（FET）器件在零偏置時處于導通狀態(tài)，即開啟狀態(tài)。這意味著它們是耗盡型（D 模式）器件。在開啟漏極電壓之前，需要施加負的柵極 - 源極偏置電壓才能將其關閉。施加負的柵極 - 源極偏置電壓有助于限制靜態(tài)電流，以實現(xiàn)正確的 AB 類操作。開啟序列可以通過外部偏置電路、制造過程進行控制，或者通過專為這種控制目的而設計的氮化鎵偏置芯片進行控制。例如，Qorvo 的 ACT41000 是一款可編程輸出、低噪聲的 DC-DC 降壓轉換器，帶有輔助偏置電源穩(wěn)壓器。Ampleon 也有一份出色的應用說明，詳細介紹了用于 50V 氮化鎵演示板的偏置模塊。

Vgs 漂移

在氮化鎵器件中建立穩(wěn)定的 AB 類工作點后，通常會觀察到，即使在固定的 Vgs（最大柵極 - 源極電壓）電壓設置下，漏極電流也會隨時間呈對數(shù)變化。這種現(xiàn)象稱為 Vgs 電流漂移。Vgs 電流漂移發(fā)生的原因是，在 HEMT 通道的表面外延區(qū)域中的陷阱（缺陷）會逐漸充滿反向偏置的正電荷。這會改變器件內部的固有 Vgs 電壓，并在沒有施加射頻能量時改變穩(wěn)態(tài) AB 類漏極電流。

通過重新調整柵極電壓和初始偏置設置，可以將漏極電流重置回初始設置。然而，在器件的整個使用壽命期間，電流可能會持續(xù)漂移，盡管在最初的漂移發(fā)生后，漂移速率會非常低。在存在較大射頻信號的情況下，陷阱 / 缺陷的填充速度會加快。在大射頻信號驅動條件下，漏極電流會增加到適當?shù)乃剑詫崿F(xiàn)最大輸出功率和效率。大多數(shù)器件可以接受相對較寬范圍的初始 AB 類偏置設置，并且仍然能夠保持良好的性能一致性。一種緩解方法是在 AlGaN 器件中將初始偏置設置略高于最優(yōu)值。經(jīng)過短暫的 24-48 小時老化后，初始設置會漂移到期望的范圍內。

溫度補償要求

在碳化硅基 AlGaN/GaN HEMT 器件中，一致且固定的 AB 類偏置設置還依賴于器件的工作溫度。隨著器件導電通道的溫度變化，柵極偏置電壓也必須變化以補償這種波動。在典型的氮化鎵器件中，柵極偏置電壓需要針對器件本身每攝氏度上升約 +1 毫伏。然而，器件的工作溫度還取決于散熱器和整個放大器的溫度。大多數(shù)偏置電路都配備了一種散熱器溫度監(jiān)測傳感器，該傳感器能夠主動測量散熱器的溫度，并調整施加到器件上的偏置電壓，通常約為每攝氏度 +2 毫伏。

Vgs 和 Idq 隨溫度變化的曲線圖：

圖 2：在固定 Vgs 偏置設置下典型的 Idg 隨溫度變化曲線

圖 3：在固定 Idq 偏置設置下典型的 Vgs 變化與溫度關系曲線

柵極漏電流

盡管許多 AlGaN/GaN HEMT 射頻器件是場效應晶體管（FET），但由于柵極終端是一個（有漏電流的）肖特基二極管，因此仍存在少量的柵極漏電流。偏置電路必須能夠在柵極處吸收和提供電流，以在不同的射頻驅動電平下保持一致的偏置水平。柵極漏電流是雙向流動的。在低射頻驅動電平下，電流從器件流出并進入偏置電路。在高射頻驅動電平下，由于柵極二極管對射頻驅動的整流作用，柵極電流會流入器件。柵極漏電流的大小與器件的尺寸和功率相關。與小型器件相比，大型晶體管的柵極漏電流會更高。偏置電路必須能夠考慮柵極漏電流的范圍并相應地進行控制。

用于平均故障前時間（MTTF）計算的熱測量過程

AlGaN 和碳化硅基 GaN 高電子遷移率晶體管（HEMT）的可靠性取決于活性通道中柵極和漏極之間通道的溫度。當通道的導電性由于柵極吸收失效機制（即柵極金屬原子向通道擴散）而下降 10% 時，器件就會出現(xiàn)“失效”。

圖 4：典型的氮化鎵器件熱堆疊結構

由于通道結構較小且活性通道內有金屬化層，因此無法使用紅外（IR）顯微鏡直接測量器件的工作溫度。相反，可以通過對通道結構的三維模型進行有限元分析來模擬工作溫度。

驗證三維 ANSYS 模型需要創(chuàng)建直流測試結構，并使用專用紅外顯微鏡進行測量。這些顯微鏡必須考慮其較大的光斑尺寸限制，并使三維模型尺寸與紅外相機的尺寸相匹配。如果測量值與模型值的誤差在 5% 以內，則認為模型是準確的。

熱測量計算和圖表

圖 5 給出了一個用于計算器件熱阻的方程示例。圖 6 和圖 7 展示了在固定 Idq 偏置設置下，Vgs 變化與溫度的典型關系曲線。

圖 5：用于計算典型器件熱阻的射頻器件能量流動示例圖 6：器件的熱阻也隨脈沖寬度和占空比的變化而變化。大多數(shù)器件數(shù)據(jù)手冊會顯示類似于上圖的熱阻曲線。隨著脈沖寬度和占空比的減小，熱阻降低；相反，隨著脈沖寬度和占空比的增加，熱阻會升高，直到曲線收斂于一個單一數(shù)值，這就是器件的連續(xù)波（CW）熱阻額定值

圖 7：此圖基于在相對較短時間內實際測量的數(shù)據(jù)，顯示了外推預測的平均故障前時間（MTTF）。

平均故障前時間（MTTF）計算

在 AlGaN 器件中，平均故障前時間（MTTF）是指由于柵極下沉導致通道電阻增加 10% 的時間。它是通過測試結構進行測量和外推的。這些測試結構在極高的溫度下長時間測量，以收集有關制造商各種 GaN 結構的實際數(shù)據(jù)。圖 7 左上角的數(shù)據(jù)框是實際數(shù)據(jù)點，持續(xù)時間約為 5000 小時。然后將 225°C 的故障率外推到 10,000,000 小時（1000 年）的范圍。

顯然，預測 GaN 器件的 MTTF 并非易事。它涉及許多不同的測量和模擬工具。在執(zhí)行良好的模擬中，預測的 MTTF 應在器件實際生命周期的 ±5% 以內。

總之，與傳統(tǒng)基站設計中使用的標準 LDMOS 器件相比，GaN HEMT 器件具有不同的設計挑戰(zhàn)。這兩種技術各有優(yōu)缺點。考慮這五個 GaN 設計因素和挑戰(zhàn)可能是一項艱巨的任務，但性能權衡通常值得投入時間。GaN 為尋求更高效率、更高功率密度或更高工作頻率的設計人員提供了一些理想的替代方案。