3 多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制系統(tǒng)的仿真研究

　　根據(jù)上述所采用的控制方法，同時考慮到逆變器的三相控制方式完全相同，因此我們對單相的控制方法，用OrCAD/PSpice仿真軟件進行了仿真。圖5為逆變器單相控制系統(tǒng)框圖。[!--empirenews.page--]

　　圖5 逆變器單相控制系統(tǒng)框圖

　　仿真條件如下：采用同步調制，給定正弦波的頻率為1000Hz，載波比Kc=8，直流母線電壓為310V，死區(qū)時間設定約為1us,LC濾波器的參數(shù)為電感L=2.5mh,電容C=500nf,負載R=100Ω。圖6為逆變電源系統(tǒng)輸出的多電平的PWM波，圖7為逆變電源系統(tǒng)在上述條件下得到的輸出電壓仿真波形,圖8為輸出電壓的頻譜分析圖。

　　圖6 系統(tǒng)輸出的多電平PWM波(濾波前)         

圖7 系統(tǒng)輸出電壓仿真波形(濾波后)

　　從圖6可以看出，對多單元串聯(lián)的仿真波形與圖4是一致的，從而也驗證了理論分析的正確性。

　　圖8 輸出電壓頻譜圖

　　由圖7可以看出，經(jīng)過LC濾波后的系統(tǒng)的輸出電壓波形比較好，波形的畸變很小。

　　從圖8的頻譜圖中我們看到，輸出電壓不含高次諧波，但是含有三次，五次等奇數(shù)次諧波，這些奇數(shù)次諧波的幅值都比較小，其中三次諧波最大。根據(jù)圖中的數(shù)據(jù)可計算出用來衡量波形特征的一個指標，即總諧波含量THD(除去基波分量外各次諧波的電壓有效值與基波電壓有效值之比)。

　　總諧波電壓有效值為：6.849V

　　基波電壓有效值為：524.868V

　　總諧波含量為：1.305%

　　4 多單元串聯(lián)大功率逆變電源實驗波形

　　本文研制的逆變電源設計容量為500kVA。按照相同的控制電路和主電路結構設計，首先在30kVA的原型機上進行了實驗研究。實驗系統(tǒng)電路結構與圖1相同。

　　以下為該實驗裝置的部分波形。

　　圖9 額定運行時，A相輸出電壓的階梯波

　　從圖9中可以看出，實際輸出的階梯波與理論分析、仿真結果是一致的。

　　圖10 輸出頻率為1200Hz時，輸出電壓UAB的波形

　　(帶100%阻性負載，THD=1.337%)

　　從圖10中可以看出，輸出波形保持良好的正弦度，諧波含量也能夠滿足要求。

　　5 結 論

　　本文詳細分析了多單元串聯(lián)電路的工作原理，采用二重化與水平移相式PWM技術相結合、電壓平均值閉環(huán)的控制方法完成逆變電源的控制，對此方法進行了仿真研究，并在30KVA實驗裝置上進行了系統(tǒng)實驗。仿真及硬件實驗結果表明：由于采用多單元串聯(lián)技術，相當于提高了等效載波頻率，因此功率單元的開關頻率較低，開關損耗大大減少，同時也能夠滿足對輸出電壓及功率的要求;由于采用水平移相式PWM技術，輸出電壓非常接近正弦波，因此系統(tǒng)輸出波形諧波含量較低;由于每個功率單元采用相互獨立的直流電壓源供電，因此對功率器件的電壓等級要求較低。研究結果表明多單元串聯(lián)逆變電源在高電壓大功率的場合中應用會越來越廣泛。

1 引 言

　　自九十年代初以來，多電平逆變器在高電壓、大功率領域得到越來越廣泛的應用。多電平變換器有三種基本的拓撲結構：二極管嵌位型、飛跨電容型、多單元串聯(lián)型。相比較而言，多單元串聯(lián)型有如下幾個主要的優(yōu)點：

　　1) 逆變器結構基于傳統(tǒng)的兩電平逆變器單元，因此主電路拓撲結構非常簡單。

　　2) 功率單元采用模塊化結構，因此所有功率單元可以互換，維修非常方便，電路中也不存在大量的嵌位二極管或電壓平衡電容器。

　　3) 每一個逆變橋是由相互獨立的直流電壓源供電，不存在中性點電壓不平衡問題。

　　本文針對大功率逆變電源，采用多單元串聯(lián)技術，把單個功率單元的二重化控制技術與水平移相式PWM技術相結合，既降低了對開關器件電壓等級的要求，滿足了系統(tǒng)對輸出電壓及輸出功率的要求，又獲得了比單純多單元串聯(lián)技術更高的等效開關頻率，大大降低了開關損耗，更進一步的改善了輸出波形，降低輸出電壓的諧波畸變率，而且，功率單元由電網(wǎng)電壓經(jīng)過副邊多重化的移相變壓器供電，對電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數(shù)高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數(shù)補償裝置。

　　2 多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制原理

　　多單元串聯(lián)三相大功率逆變電源原理框圖如圖1所示，按照對輸出功率的要求，每相采用三單元串聯(lián)，三相共有九組完全相同的功率單元。每相三個功率單元的載波之間互差120°，輸出相電壓為7電平，線電壓為12電平。每個功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/3的相電壓和1/9的輸出功率。與采用高電壓器件直接串聯(lián)的大容量逆變器相比，由于采用整個功率單元串聯(lián)，器件承受的最高電壓為功率單元的直流母線電壓，可直接使用低壓功率器件，器件不必串聯(lián)，不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題。功率單元中采用的低壓IGBT功率模塊，驅動電路簡單，技術成熟可靠。改變每相功率單元的串聯(lián)個數(shù)或功率單元的輸出電壓等級，就可實現(xiàn)不同電壓等級的高壓輸出。

　　圖1 多單元串聯(lián)大功率逆變電源原理框圖

　　在圖1中，功率單元為三相輸入，單相輸出的交直交PWM電壓源型逆變器結構，圖2給出了功率單元的逆變部分電路。

　　圖2 功率單元逆變部分電路圖

　　圖3 二重化PWM控制波形

　　移相變壓器副邊輸出的三相交流電經(jīng)功率單元的三相二極管整流橋整流后，經(jīng)濾波電容后形成平直的直流電，再經(jīng)由4個IGBT構成的H型單相逆變橋，輸出PWM波。為了提高開關頻率，但同時又要考慮降低開關損耗，對功率單元實行二重化PWM控制。圖3為二重化PWM控制波形圖。

　　在圖3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分別為VT1，VT2，VT3，VT4的驅動信號，它們的導通規(guī)律如圖2所示。UAB為功率單元輸出電壓的波形圖。由圖3可知,在輸出端得到的等高不等寬的脈沖序列的基波分量就是正弦波，而且在一個開關周期內(nèi)VT1～VT4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個脈沖,這說明輸出電壓脈沖頻率為開關管的工作頻率的2倍。此種控制方法提高了等效的載波頻率,使輸出電壓的諧波含量。減少，降低了開關損耗。

　　逆變器輸出采用水平移相式PWM技術，同一相的功率單元輸出相同幅值和相位的基波電壓，但各個功率單元的載波之間互相錯開一定電角度，實現(xiàn)多電平PWM波輸出，輸出電壓非常接近正弦波。輸出電壓每個電平臺階只有單元直流母線電壓大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技術，輸出電壓的等效開關頻率大大提高，且輸出電平數(shù)增加，因此功率單元采用較低的開關頻率，以降低開關損耗，提高效率。波形圖如圖4所示。在圖4中，UA1，UA2，UA3分別為第一功率單元、第二功率單元、第三功率單元的輸出PWM波形，UA1為三單元串聯(lián)后的PWM波形。

　　圖4 三單元串聯(lián)逆變器PWM波形