摘要： 提出了一種新型抑制浪涌電流電路，給出了實際設計方案。

關(guān)鍵詞： 浪涌電流；場效應管

引言

     在現(xiàn)代電子設備中有許多繼電器用于電源開關(guān)。但在開關(guān)過程中，常伴隨著幾個到幾十個毫秒的觸點回跳和抖動過程，單次抖跳的時間可達幾十微秒到幾毫秒，因此會引起被控電路的多次誤動作。同時存在不同程度的機械碰撞噪聲，由于觸點電弧火花，會引發(fā)嚴重的EMI和RFI，關(guān)斷時的線圈反電勢高達幾百到幾千伏，嚴重時會危及驅(qū)動電路，由于超過規(guī)定的尖峰電壓、浪涌電流會使觸點擊穿、燒損或粘結(jié)，從而誤導通或喪失功能。如何解決這些問題已成為現(xiàn)代電子設備的一個不可忽視的問題。一般在電流較大時采取如下兩種方法：      
               
1) 繼電器與負載之間串接熱敏電阻。但正常工作時始終有一電阻存在。同時關(guān)斷時仍有問題。

2)在繼電器與負載之間串接電阻，電阻兩端并接一個繼電器。但控制關(guān)系復雜，而且增加一個繼電器及其控制電路。

電路設計

    圖1為某電子設備的輸入整流濾波電路。輸入濾波電路工作過程：輸入的三相交流電經(jīng)輸入濾波器濾去雜波后經(jīng)整流電路、開關(guān)(繼電器)加到輸入濾波電容上，當開機信號加到控制電路時，開關(guān)合閘，整流電流流過濾波電路輸出直流電。當開機信號消失時，開關(guān)斷開，中止輸出直流電。

    圖1 輸入整流濾波電路

    由于輸入濾波電容較大，因此合閘浪涌電流較高，最大合閘電流為:

    IP=U/RS

    其中U為三相整流橋輸出最大電壓峰值，RS為輸入濾波回路內(nèi)阻，通常RS較小，因此IP很大，大的浪涌電流不僅會引起電源開關(guān)接點的熔接，也會使輸入保險絲熔斷，在浪涌電流出現(xiàn)時所產(chǎn)生的干擾將會給其他相鄰的用電設備帶來妨礙，就電容器和整流器本身而言，多次、反復地經(jīng)受大電流沖擊，性能將會逐漸劣化，因此要限制浪涌電流[1]。筆者設計了一種采用場效應管替代繼電器的電路來解決浪涌電流問題。

    在電路設計中，利用場效應管的開關(guān)特性，用場效應管替代繼電器，提出一個解決方案，如圖2所示。 

                   圖2 抑制浪涌電流電路組成框圖

    隔離耦合電路是將控制信號變?yōu)楦哳l振蕩信號利用高頻變壓器傳遞到變壓器次級。功能電路包括整流濾波、保護等電路。輸出電路主要由場效應管和保護電路組成。

    圖3是一個N溝道場效應管的漏極特性曲線，該曲線可分為可變電阻區(qū)、恒流區(qū)、夾斷區(qū)三部分。場效應管工作在可變電阻區(qū)時，ID隨VDS的增加幾乎成線性增大，而增大的比值受VGS控制，這樣就可以把管子的D、S間看成一個受電壓VGS控制的線性電阻[2]。

             圖3 N溝道場效應管的漏極特性曲線

    為消除浪涌電流，應使場效應管在可變電阻區(qū)工作一段時間。由于正常開關(guān)工作時管子在可變電阻區(qū)時間極短，不能消除或減小浪涌電流。如何使場效應管在完全導通前有足夠的時間工作在可變電阻區(qū)成為隔離耦合電路設計的關(guān)鍵。

    設計了如圖4的電路來消除浪涌電流，為使控制信號變?yōu)楦哳l振蕩信號，選用SG3525。圖中SG3525的振蕩頻率由下式?jīng)Q定： 
           
    f=1/C2(0.7R2+3R3)  

    軟啟動電路的電容C3是用50mA恒流源充電的[3]。達到50%輸出占空比的時間將是：

    t=2.5V /50mA*C3   

    利用SG3525第10引腳關(guān)斷端控制高頻振蕩信號的有無。當?shù)?0引腳關(guān)斷端為低電平時，利用SG3525的軟啟動端電容C3使高頻振蕩信號脈沖寬度逐漸展寬，使得通過變壓器耦合并經(jīng)整流濾波后加在場效應管V1的GS端的電壓緩慢上升，以使場效應管在可變電阻區(qū)工作一段時間。由于場效應管是電壓控制型器件，消耗電流極小，高頻振蕩信號整流濾波后的幅值前后幾乎一樣，場效應管很快完全導通，浪涌電流很大，在場效應管GS兩端并聯(lián)電阻R5，加大SG3525輸出端的負載，浪涌電流有所降低，但SG3525發(fā)熱嚴重，此方法行不通。

    由于SG3525的輸出端電壓可由13引腳決定，因此如果13引腳的電壓由低變高，則輸出端脈沖電壓也會由低變高，這樣整流濾波后的電壓也會由低變高，場效應管在可變電阻區(qū)可工作一段時間以減小浪涌電流。為獲得一個由低變高的電壓，采用圖4中的LM317電路，由于LM317的輸出電壓Vout=1.25V(1+R6/R7)，為得到一個緩慢上升的Vout，在R6兩端并聯(lián)電容C8，當開機信號為高電平時，R6兩端電阻幾乎為零，Vout=1.25V。當開機信號為低電平時，電容C8充電,Vout逐漸上升，直至充電完成，此時Vout=1.25V(1+R6/R7)。改變C8的大小即可改變Vout上升的速率，也就改變了場效應管工作在可變電阻區(qū)的時間。開機信號為高電平時，電容C8通過V2放電，Vout下降。

    在圖4中場效應管V1的選擇應考慮到導通時能安全承受的最大漏-源極電壓和電流。必要時可采取過壓保護、抑制尖峰的措施，為增加導通電流可以將場效應管并聯(lián)工作。由于整流電路出來的電壓有300V，同時要求場效應管完全導通時導通電阻足夠小，以減小管壓降，降低發(fā)熱，這里選用IXTM21N50，場效應管由關(guān)斷到完全導通的時間主要由C8決定，由完全導通到關(guān)斷的時間主要由SG3525決定。當開機信號為高電平時，SG3525輸出將在200ns內(nèi)關(guān)斷。

     圖4  抑制浪涌電流電路

    接下來的問題是如何確定C8的值，使得浪涌電流足夠小同時場效應管又能安全工作。由圖4的工作過程來看，可將場效應管看作時變電阻R，由于場效應管工作在可變電阻區(qū)時導通電阻R∝1/VGS，而對某一時刻VGS∝Vout，Vout∝1/C8
R∝C8
    因此浪涌電流最大值為:  IMAX∝1/C8
    改變C8的大小就可以改變浪涌電流最大值IMAX。

試驗結(jié)果
   
    對電路進行仿真，得到圖5電流波形，由圖中可以看到當C8較大時，由于VGS上升較慢，IDS幾乎看不到有上沖，電流上升平穩(wěn)。為保證場效應管安全工作，必須使浪涌電流小于管子的允許值，而且為使電子設備對電源的影響足夠小，同時電路及時工作，應選用合適的電容C8。我們選擇C8=166mF, 可消除浪涌電流，得到與仿真波形相似的結(jié)果。

結(jié)語

    該電路在濾波電容400mF、輸出功率2kW下長時間穩(wěn)定可靠工作，目前已批量生產(chǎn)用于某型電子設備中。該電路的改進型已廣泛用于其它電子設備中。如果將兩只場效應管反向串聯(lián)替代V1，則該電路稍加改動可以用于交流電路的軟啟動，現(xiàn)已用于開關(guān)該型電子設備中的交流風機，效果很好。

參考文獻：

1．  徐德高，金剛: 脈寬調(diào)制變換器型穩(wěn)壓電源，科學出版社，1983
2．  童詩白主編:模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)，第二版，高等教育出版社，1988
3．  葉慧貞，楊興洲：新穎開關(guān)穩(wěn)壓電源，國防工業(yè)出版社，1999