關鍵詞：單元電路；零電流開關；升壓電路；變換器
中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：0219—2713(2005)12—00lO—04
0 引言
在中功率開關變換器中，為了提高功率密度，通常都采用提高開關頻率的方式。但是隨著頻率的提高，開關損耗也增加，因此必須采用軟開關技術來降低開關損耗。準諧振變流器可以工作在高開關頻率和軟開關狀態(tài)下。但是，這一類零電流開關諧振技術也受到大電流、高電壓或者頻率調制的影響。可以在諧振電路中增加輔助開關和輔助的無源元件，實現(xiàn)恒頻控制，降低電流和電流應力。但是，這一類電路的主要缺點就是主開關的電流應力比較高，導通損耗較大。本文提出一種新的ZCS_PWM單元電路。通過將諧振回路按照不同的方向分開，從而強制諧振電流不在所有的開關器件中流通，以降低電流應力。
l 新型ZCS_PWM工作機理分析
圖1所示為傳統(tǒng)的ZCS_PWM變換器的基本單元及其對應的ZCS_PWM Boost變換器。為了降低主開關管的電流應力，如圖2所示，在傳統(tǒng)單元電路的基礎上，增加了輔助二極管Ds1和Ds2,在一個諧振周期中，諧振回路被分開了。只有半個周期的諧振電流流過每個開關管，因此減輕了S1和S2的電流應力。圖3是在圖2所示單元的基礎上構建的ZCS_PWM Boost變換器。圖4所示為圖3所示Boost電路的主要仿真波形。圖5所示為該電路在一個工作周期中的各個工作狀態(tài)。變換器在一個開關周期內的各個工作模態(tài)分析如下。
1)[O～to]主開關S1斷開，D1導通，輸入電壓Vin經輸入電感L1向負載傳遞能量。
2)[to～tl] S1導通，電流由D1轉向S1，S1電流以Vo／L1r的速度增長。因為L，存在，S1是零電流開通。
3)[tl～f2] S1、D1電流轉換結束，L1由Vin充電儲能。
4)[t2～t3] 在t2時刻，輔助開關S2導通，由Cr和，Lr構成諧振電路，當諧振進行到1／2周期時，Cr上的電壓等于Vin,流經S2中的電流is2為O。因為Ds2的存在，S2為零電流關斷。
5)[t3～t4] 在下半個諧振周期開始時，諧振電流流經S1和Ds1，，流經S1的電流is1開始減小。
6)[t4一t5] 當流經Ds1的諧振電流大于Iin時，S1的體二極管導通，S1實現(xiàn)零電流關斷。
7)[ts～t6] 當諧振電流減小至Iin時，S1的體二極管關斷，L1以恒流Iin對C1進行充電，當Cr上的電壓達到Vin+Vo時，Ds1關斷。之后，又開始下一個周期的工作。
2 新的ZCS_PWM Boost變換器族
基于前面提出的ZCS_PWM單元電路和0oost變換器，按照單元電路在Boost電路中不同的位置構建不同ZCS_PWM Boost變流器。圖6所示的Boost電路就是由圖3所示的Boost電路衍生出的一族ZCS_PWM Boost電路。圖6中所示的單元電路的工作機理同樣也可以用上述方法進行分析。通過分析可以看出，這4個結構的工作步驟與圖3類似，通過在Boost電路上增加新型的輔助電路，在一個諧振周期中，把諧振回路分成兩個部分，這樣流過每個開關管的諧振電流只有半個周期，因此減輕了S1和S2的電流應力，同時也減小了整個電路的損耗。因為這些電路都是基于Boost電路進行構架，而且僅僅在結構上有所不同，電路整個周期的工作原理相同，于是把這5個電路歸納為同一族ZCS_PWM Boost電路。
3 實驗結果
為了驗證理論分析，進行了實驗。按照圖3中提出的Boost變換器，構建了一臺1 kW的DC／DC樣機。輸人為DC 90~150V，輸出為DC375V，開關頻率為95 kHz。如圖7所示，在輸入電壓為90V時所測得的電流波形與圖4的仿真波形相吻合。圖7中所示的流經開關的電流波形和整流二極管的電壓波形，與驅動信號相吻合。樣機的效率如圖8所示。為了說明新的變換器的優(yōu)點，與傳統(tǒng)的ZCS_PWM變換器(圖1)進行了比較。
表1為主要器件的參數(shù)，在滿負載情況下，改進型ZCS電路的效率提高了l.5％。表1為電路中所使用的器件列表。
4 結語
本文介紹了，一族新型的ZCS_PWM單元電路。此單元電路能夠降低流過器件的諧振電流，從而降低了開關管的導通電流。在此ZCS_PWM單元電路的基礎上構建了更多的ZCS變換器。通過電路的衍生，一族ZCS_PWM變換器被推出。在這一族電路中，所有的變換器都能工作在零電流工作方式，從而降低了開關和二極管的電流應力，與傳統(tǒng)的ZCS—PWM變換器相比提高了工作效率。
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