基于積累型MOS變?nèi)莨艿纳漕l壓控振蕩器設(shè)計
引言
隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，射頻(RF)電路的研究引起了廣泛的重視。采用標準CMOS工藝實現(xiàn)壓控振蕩器(VCO)，是實現(xiàn)RF CMOS集成收發(fā)機的關(guān)鍵。過去的VCO電路大多采用反向偏壓的變?nèi)荻O管作為壓控器件，然而在用實際工藝實現(xiàn)電路時，會發(fā)現(xiàn)變?nèi)荻O管的品質(zhì)因數(shù)通常都很小，這將影響到電路的性能。于是，人們便嘗試采用其它可以用CMOS工藝實現(xiàn)的器件來代替一般的變?nèi)荻O管，MOS變?nèi)莨鼙銘?yīng)運而生了。
MOS變?nèi)莨?/STRONG>
將MOS晶體管的漏，源和襯底短接便可成為一個簡單的MOS電容，其電容值隨柵極與襯底之間的電壓VBG變化而變化。在PMOS電容中，反型載流子溝道在VBG大于閾值電壓絕對值時建立，當VBG遠遠大于閾值電壓絕對值時，PMOS電容工作在強反型區(qū)域。另一方面，在柵電壓VG大于襯底電壓VB時，PMOS電容工作在積累區(qū)，此時柵氧化層與半導(dǎo)體之間的界面電壓為正且能使電子可以自由移動。這樣，在反型區(qū)和積累區(qū)的PMOS電容值Cmos等于Cox（氧化層電容）。
在強反型區(qū)和積累區(qū)之間還有三個工作區(qū)域：中反型區(qū)，弱反型區(qū)和耗盡區(qū)。這些工作區(qū)域中只有很少的移動載流子，使得Cmos電容值減小（比Cox?。藭r的Cmos可以看成Cox和Cb與Ci的并聯(lián)電容串聯(lián)構(gòu)成。Cb表示耗盡區(qū)域電容的閉環(huán)，而Ci與柵氧化層界面的空穴數(shù)量變化量相關(guān)。如果Cb（Ci）占主導(dǎo)地位，PMOS器件工作在耗盡（中反型）區(qū)；如果兩個電容都不占主導(dǎo)地位，PMOS器件工作在弱反型區(qū)。Cmos電容值隨VBG變化的曲線如圖1所示。
圖1 B=D=S的PMOS電容的調(diào)制特性曲線
工作在強反型區(qū)的PMOS的溝道寄生電阻值可以由下式得出：
(1)
式中，W，L和kp分別是PMOS晶體管的寬度，長度和增益因子。值得注意的是，隨著VBG接近閾值電壓的絕對值，Rmos逐步增加，在VBG等于閾值電壓絕對值時Rmos為無限大。這個公式基于了最簡單的PMOS模型，事實上，隨著空穴濃度的穩(wěn)步減少，Rmos在整個中反型區(qū)會保持有限值。
反型與積累型MOS變?nèi)莨?/STRONG>
通過上面的分析，我們知道普通MOS變?nèi)莨苷{(diào)諧特性是非單調(diào)的，目前有兩種方法可以獲得單調(diào)的調(diào)諧特性。
一種方法是確保晶體管在VG變化范圍大的情況下不進入積累區(qū)，這可通過將襯底與柵源結(jié)斷開而與電路中的最高直流電壓短接來完成（例如，電源電壓Vdd）。
圖2是兩個相同尺寸MOS電容的Cmos－VSG特性曲線的相互對比。
圖2 反型MOS電容的調(diào)制特性曲線
很明顯反型MOS電容的調(diào)諧范圍要比普通MOS電容寬，前者只工作在強，中和弱反型區(qū)，而從不進入積累區(qū)。
更好的方法是應(yīng)用只工作在耗盡區(qū)和積累區(qū)的MOS器件，這樣會帶來更大的調(diào)諧范圍并且有更低的寄生電阻，即意味著更高的品質(zhì)因數(shù)，原因是其耗盡區(qū)和積累區(qū)的電子是多子載流子，比空穴的遷移率高約三倍多。要得到一個積累型MOS電容，必須確保強反型區(qū)，中反型區(qū)和弱反型區(qū)被禁止，這就需要抑制任何空穴注入MOS的溝道。方法是將MOS器件中的漏源結(jié)的p+摻雜去掉，同時在原來漏源結(jié)的位置做n+摻雜的襯底接觸，如圖3所示。
這樣就將n阱的寄生電阻減少到最小。積累型MOS電容和普通MOS電容的調(diào)諧曲線如圖4所示。
圖4 積累型MOS電容的調(diào)制特性曲線
可以看到積累型MOS電容良好的單調(diào)性。值得注意的是在設(shè)計積累型MOS電容的過程中沒有引入任何附加工藝流程。
設(shè)計與仿真結(jié)果
圖5 VCO的電路結(jié)構(gòu)圖
筆者所采用的VCO電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。這是標準的對稱CMOS結(jié)構(gòu)，兩個變?nèi)莨軐ΨQ連接，減小了兩端振蕩時電位變化對變?nèi)莨茈娙葜档挠绊懀岣吡祟l譜純度。為了保證匹配良好，電感要采用相同的雙電感對稱連接。此外，由于LC振蕩回路由兩個尺寸非常大的片內(nèi)集成電感和兩個同樣有較大尺寸的積累型MOS變?nèi)莨芙M成，較高的損耗使得品質(zhì)因數(shù)不高，這就需要較大的負跨導(dǎo)來維持振蕩持續(xù)進行；并且等效負跨導(dǎo)的絕對值必須比維持等幅振蕩時所需要的跨導(dǎo)值大才能保證起振，所以兩對耦合晶體管需要設(shè)置較大的寬長比，但大的寬長比同時帶來較大的寄生效應(yīng)，造成相位噪聲和調(diào)諧范圍受到影響，最終在底端用兩個NMOS晶體管形成負電阻以補償VCO的損耗。根據(jù)小信號模型分析，忽略各種寄生及高階效應(yīng)，可以估算得到等效負電阻RG的絕對值大小為（設(shè)兩個有源器件跨導(dǎo)分別為gM1，gM2）：
(2)
頂端的PMOS晶體管提供偏置電流，這種結(jié)構(gòu)所需的電源電壓很低。
整個設(shè)計基于TSMC的0.35μm鍺硅射頻工藝模型PDK，共有三層金屬。其中，電感為平面螺旋八邊形，由頂層金屬繞制而成。選取電感值為0.6nH，那么在振蕩頻率選定的情況下可以確定總的電容大小。構(gòu)成LC振蕩回路里的電容成份有電感的寄生電容（很?。?，NMOS晶體管的漏－襯底電容，柵－漏電容，柵－源電容和最重要的積累型MOS電容。在保證起振的情況下，為了獲得更大的調(diào)諧范圍，最后一項所占比例必須盡可能大。
圖6 VCO的調(diào)諧曲線
最后采用的電源電壓為1.5V，功耗約為10mW。用Cadence平臺下的SpectreRF進行仿真，得到的調(diào)諧曲線如圖6所示?？刂齐妷涸?～2V變化時，振蕩頻率在3.59～4.77GHz間變化，中心頻率為4.18GHz，調(diào)諧范圍約為28％。中心頻率處的相位噪聲曲線如圖7所示，此時的控制電壓為0.75V，對應(yīng)偏移量600kHz的相位噪聲為-128dB/Hz。
圖7 VCO的相位噪聲曲線
當控制電壓由0.75V變到2V時，振蕩頻率變?yōu)?.77GHz，相位噪聲變?yōu)?nbsp; -135dB/Hz，降低了7dB。這是由兩個方面的原因引起的，首先是由于LC振蕩回路總的電容減小，振蕩頻率增加，這就減小了要維持振蕩所需的負跨導(dǎo)，但因為兩個NMOS晶體管提供的負跨導(dǎo)幾乎不變，所以就使得穩(wěn)定振蕩幅度增加，相位噪聲減小。另外一方面是源于此過程中積累型MOS電容的溝道寄生電阻會隨著電壓升高而變小，從而降低了損耗，降低了相位噪聲。
與采用反型MOS變?nèi)莨茉O(shè)計的VCO比較，由于電子具有較高的遷移率，使得積累型MOS電容的溝道寄生電阻比反型MOS電容要低，即意味著積累型MOS電容具有較高的品質(zhì)因數(shù)，導(dǎo)致了VCO整體性能有所提高，特別是相位噪聲有所減少。比較結(jié)果如表1所示?？紤]到工藝和功耗等因素，采用積累型MOS電容有更大的優(yōu)勢。
表1 兩種MOS電容VCO的性能比較
結(jié)論
基于0.35μm工藝，考慮低壓和低功耗，設(shè)計了一個工作頻率為4.2GHz的VCO，并在該電路中分別采用積累型MOS電容和反型MOS電容進行調(diào)諧。仿真結(jié)果表明，兩種VCO調(diào)諧范圍與中心頻率幾乎相同，在功耗約為10mW的情況下，積累型MOS調(diào)諧的VCO表現(xiàn)出更好的相位噪聲性能。
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