1 引言
    目前，大部分大功率DC-DC變換器主要采用全橋(FB)ZVC-PWM變換器。這種變換器控制策略簡單，并且具有ZVS軟開關(guān)與PWM硬開關(guān)的優(yōu)點，從而避免了在第一模式下的換流損耗和在第二模式下的開關(guān)頻率不恒定與較高的導通損耗。然而，這種傳統(tǒng)的FB-ZVS-PWM變換器并不適合高電壓輸入變換器。文中提出了由2個有源箝位ZVS-PWM正激變換器通過變壓器耦合的變換器-交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWM正激變換器。

2 電路穩(wěn)態(tài)原理
    圖1示出交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWM正激變換器的工作原理。假設(shè)電路工作在穩(wěn)態(tài)，所有元件均為理想元件，輸出濾波電感Lo足夠大，可以看做是值為Io的電流源。諧振電感Lrl=Lr2=Lr；箝位電容CC1=CC2=CC；諧振電容Crl=Cr2=Cr；變壓器漏電感被Lrl、Lr2吸收；Vl=V2=Vi；主開關(guān)管S1，S2與輔開關(guān)管S3，S4占空比相同。圖2示出變換器在半個周期的開關(guān)模態(tài)，圖3示出每個開關(guān)模態(tài)的主要波形。

2.1 開關(guān)模態(tài)1(t0-t1)
    如圖2(a)所示，此階段能量通過二種途徑傳遞給負載。能量從輸入V1通過Sl傳遞給負載；當CC2通過S4放電時同樣也有能量傳遞給負載。S2、S3這時處于關(guān)斷，加在S2和S3上的電壓等于加在箝位電容器CC1和CC2上的電壓。

2.2 開關(guān)模態(tài)2(t1-t2)
    如圖2(b)所示，t1時刻開關(guān)管Sl零電壓關(guān)斷，電容器Cr1線性充電。當開關(guān)管Sl上的電壓達到V1、S3上的電壓達到VC-V1時，此階段結(jié)束。
2.3 開關(guān)模態(tài)3(t2-t3)
    如圖2(c)所示，t2時刻，變壓器電壓為零，Cr1與Lr1開始諧振，輸出電流Io開始續(xù)流。當開關(guān)管Sl上的電壓達到VC時，此階段結(jié)束。
2.4 開關(guān)模態(tài)4(t3-t4)
    如圖2(d)所示，t3時刻，二極管D3正向偏置開始導通，流過Lr1開始線性減??；同樣，流過Lr2的電流也開始線性減小。在此階段，負載電流通過Dr1、Dr2仍保持續(xù)流。開關(guān)管S3必須在二極管D3反向偏置之前導通。當開關(guān)管S4關(guān)斷時，此階段結(jié)束。
2.s 開關(guān)模態(tài)5(t4-t5)
    如圖2(e)所示，當開關(guān)管S4關(guān)斷時，流過Lr2的電流方向如圖2(d)箭頭所示。電容器以諧振的方式放電，負載電流仍保持續(xù)流。當Cr2上的電壓為零、二極管D2開始導通時，此階段結(jié)束。
2.6 開關(guān)模態(tài)5(t5-t6)
    如圖2(f)所示，t3時刻，二極管D2正向偏置開始導通。在此模態(tài)下S2必須導通。流過Ir2的諧振電流開始線性減小，直到為零時改變方向流過S2。當流過Lr1和Lr2的總電流為-nI時，此模態(tài)結(jié)束。

3 原理分析
3.1 箝位特性
    箝位電壓與輸入電壓的比率(VC/Vi)由加在S1上的平均電壓決定。利用回路電壓方程得：

   
3.2 輸出特性
    根據(jù)圖3示出的波形，開關(guān)管換流時間遠小于開關(guān)管導通時間，輸出平均電壓由下式給出：

    式中，Vo為輸出電壓；D為占空比；Vc為箝位電壓；Tx為開關(guān)周期；n為變壓器變比(NS/NP)；△t1為沒有能量傳遞的時間?！鱰1在半個周期為：

3.3 換流分析
    該變換器實現(xiàn)了軟開通和軟關(guān)斷換流。
    在開通階段，在開關(guān)模態(tài)5的換流(主開關(guān)管S2開通)變換器在零負載運行時得到下式：

    式中，f是開關(guān)頻率與諧振頻率的比，θon是振蕩頻率的位移角；ton是諧振電容放電時間。諧振電容Cr2放電時間由下式確定：

    在關(guān)斷階段，主要分析開關(guān)模態(tài)2與開關(guān)模態(tài)3時開關(guān)管S1的關(guān)斷。當S1開通時，諧振電容器Cr2充電。同樣給出變換器在零負載下運行的公式：

4 實驗及結(jié)果
    為了驗證上述分析的正確性，在實驗室完成了一臺輸出60 V/50 A、2Vi=400 V，功率為3000 W，開關(guān)頻率為100 kHz的開關(guān)電源裝置。
4.1 參數(shù)計算
    設(shè)開關(guān)管為理想開關(guān)管，Dmax=0.8；△Dmax=0.2。
    變壓器的變比由(6)式可得，即：

    要確定諧振電容器Cr的值，首先要確定Lr與Cr的振蕩頻率，Dmin=0.65時，θoff=O.56rad，f=0.1，從式(13)可得

    輸出濾波的確定與傳統(tǒng)全橋變換器計算輸出濾波的方法一致，當最大電流紋波△ILO=5 A(10％的Io)，最大電壓紋波△Vo=0.48(0.8％的Vo)時，那么

4.2 主要元器件的選擇
    主開關(guān)管Sl和S2選擇MOSFET-APT5012LNR輔助開關(guān)管S3和S4選擇MOSFET-IRFP 460；整流二極管Dr1和Dr2選擇HFA50PA60C；箝位電容CC1和CC2選擇6μF/400V；諧振電容Cr1、Cr2選擇2.7 nF/1.6 kV；Lo選21μH；諧振電感Lrl、Lr2選擇3.9μH。其電路圖如圖4所示。

4.3 實驗結(jié)果
    圖5(a)和(b)為輸出功率Po=2 780 W的實驗波形。圖6、7分別為輸出特性和變換器的效率。

5 結(jié)束語
    本文提出一種交錯并聯(lián)有源箝位ZVS-PWN正激變換器。分析了其輸出特性、變換器的效率及箝位特性。實驗得到的波形和實際運行情況驗證了所提出的電路拓撲具有可以在開關(guān)管之間獲得較好的分壓、導通損耗小、使變壓器漏電感產(chǎn)生的開關(guān)管上的尖峰電壓減至最小、效率高等優(yōu)越性。