2 混頻方案的設(shè)計(jì)及合理性分析
    由于30~3 000 MHz的寬頻帶覆蓋范圍，如果直接采用高本振4 030～7 000 MHz的變頻處理。接收機(jī)的結(jié)構(gòu)會(huì)比較簡(jiǎn)單。但是4 000 MHz混頻器的設(shè)計(jì)或購(gòu)買(mǎi)很困難，即使在如此高的頻率實(shí)現(xiàn)與其他器件的耦合，接收機(jī)的其他參數(shù)要求也很困難。因此，基于現(xiàn)階段技術(shù)水平，此方案不可取?？紤]到成本、性能，以及實(shí)現(xiàn)的難易程度，將某一些頻段做多次變頻，通過(guò)高本振，低本振的方法，最后將整個(gè)頻段統(tǒng)一混頻到同定的中頻上。
    整個(gè)混頻過(guò)程：30～1 000 MHz的頻段多做一次上變頻，第一中頻為1 200 MHz，然后與第二本振LO2混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3混頻到第三中頻70 MHz，過(guò)程如圖1所示。而2～3 GHz的頻段只需兩次混頻即可降到70 MHz；1～2 GHz的頻段與高本振LO2(1.6-2.6 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，再與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過(guò)程如圖2所示。2～3 GHz的頻段與低本振LO2(1.4～2.4 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過(guò)程如圖3所示。

    由以上分析可知，30～3 000 MHz寬頻帶信號(hào)要進(jìn)行2～3次混頻處理。從混頻器寄生響應(yīng)的角度。在理論上分析以上的混頻設(shè)計(jì)是否合理。首先建立如下混頻器的數(shù)學(xué)模型。混頻器的輸出電流，可以用其輸入電壓V的冪級(jí)數(shù)表示，即

   
    當(dāng)混頻的兩個(gè)輸入為本振信號(hào)VLexp(jωLt)和射頻信號(hào)VRexp(jωRt)之和，即

   
    將式(2)代入式(1)，得出預(yù)期的頻譜特性。結(jié)果如圖4所示?；祛l器除了產(chǎn)生所需要的頻率外，還有許多其他的頻率組合分量，即|mωR±nωL|，其中m，n為正整數(shù)。除了所需要的頻率|ωR-ωL|外，其他頻率為虛假信號(hào)或寄生信號(hào)。

    圖4縱軸為歸一化輸出頻率(H-L)／L，橫軸為歸一化輸入頻率L／H的變化，各實(shí)線表示混頻一次分量(H-L)及各高次方項(xiàng)產(chǎn)生的寄生效應(yīng)。為了簡(jiǎn)化圖4，不管是高本振還是低本振，較高的輸入頻率以H表示，較低的輸入頻率以L表示。除(H-L)外，其他所有線都表示寄生信號(hào)輸出，其最高階寄生信號(hào)為6，用6H和6L表示。
    根據(jù)以上混頻設(shè)計(jì)，30～3 000 MHz寬頻帶信號(hào)要進(jìn)行2～3次混頻處理，射頻通帶混頻產(chǎn)生的中頻通帶分別對(duì)應(yīng)圖4中的A，B，C 3個(gè)區(qū)域，3個(gè)區(qū)域的任何延伸都會(huì)引起中頻頻率的重疊，而且這時(shí)的重疊不能由中頻濾波改正。由圖4看出，區(qū)域A，B，C兩端的寄生中頻頻率分別為：6L-2H、2H-3L；4H-6L、3H-4L；4H-5L、5H-6L，這些都是混頻器冪級(jí)數(shù)模型中相當(dāng)高的高次方項(xiàng)，其幅度很低，可以忽略。即使瞬時(shí)射頻帶寬的延伸引起中頻頻率重疊，對(duì)所需要的中頻頻率影響不大。由以上分析可知，該變頻設(shè)計(jì)方案能提供較好的寄生響應(yīng)抑制。

3 寬帶射頻接收系統(tǒng)仿真圖
    通過(guò)前面的討論可知，最終設(shè)計(jì)的接收機(jī)選擇3次(30-1 000 MHz)混頻或2次混頻(1-3 GHz)的超外差混頻結(jié)構(gòu)，將30～3 000MHz寬帶射頻頻率下變頻至70 MHz。整個(gè)射頻接收前端系統(tǒng)的仿真如圖5所示。

4 系統(tǒng)性能仿真
4．1 本振輸出功率對(duì)接收機(jī)輸出功率的影響
    設(shè)置接收機(jī)的輸入功率RF_pwr=-40 dBm，當(dāng)二本振功率LO2_pwr與i本振功率LO3_pwr從-35～5 dBm變化時(shí)(步進(jìn)間隔為1 dBm)，接收機(jī)輸出功率與LO_pwr之間的關(guān)系如圖6所示。

    從圖6可知，輸出功率電平隨本振輸出功率的增加而逐漸增大，當(dāng)本振功率大于0 dBm后，輸出功率才逐漸穩(wěn)定。要使接收機(jī)系統(tǒng)達(dá)到所需的性能指標(biāo)，必須有足夠的本振輸出，但對(duì)于小信號(hào)接收機(jī)系統(tǒng)，低功耗是其性能中不可忽視的一個(gè)重要指標(biāo)，這是系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)及工程應(yīng)用中需要考慮的問(wèn)題。
4．2 輸出信號(hào)頻譜仿真
    設(shè)置RF_freq=2．3 GHz，LO2_freq=1．7 GHz，LO3_freq=530，MHz，RF_pwt=-40 dBm，LO_pwr=0 dBm，輸出功率譜如圖7所示。從圖7可知，在f=70 MHz處，輸出的功率最大，而在其他的頻率點(diǎn)，功率幅度都很小，中頻增益得到很好的保證。

4．3 接收機(jī)鏡像抑制特性仿真
    對(duì)于超外差接收機(jī)，鏡頻抑制比是一項(xiàng)很重要的性能指標(biāo)。因?yàn)殓R頻干擾產(chǎn)生的同頻假中頻信號(hào)很難去除，所以鏡頻干擾成為影響接收機(jī)性能的主要因素。鏡頻抑制比定義：在所用信號(hào)頻率點(diǎn)和鏡像頻率點(diǎn)分別輸入等功率的信號(hào)時(shí)，接收機(jī)產(chǎn)生的中頻信號(hào)幅度比。在仿真中將射頻頻率換成鏡像干擾頻率(不同頻段鏡像干擾頻率不同)，在全頻段掃描時(shí)的鏡像抑制比如圖8所示。

    由圖8可知,由于采用2次或3次變頻的方法，而每次的中頻相差很大，使得不論在第一頻段(30～1 000 MHz)還是在第二頻段(1～3 GHz)，鏡頻抑制比都在90 dBc以上。

5 結(jié)語(yǔ)
    針對(duì)30～3 000 MHz的寬帶射頻無(wú)線電工作頻段，采用超外差固定中頻分頻段混頻方案，設(shè)計(jì)了一個(gè)分段混頻方案,搭建了一個(gè)寬頻帶射頻前端的接收機(jī)系統(tǒng)仿真平臺(tái)，實(shí)現(xiàn)高性能綜合化射頻接收前端的系統(tǒng)仿真，并從接收機(jī)系統(tǒng)的本振輸出功率輸出信號(hào)頻譜，分析其鏡像抑制特性，論證了方案的可行性。