摘要：介紹了電流模式電路的基本概念和發(fā)展概況，與電壓模式電路相比較，電流模式電路的主要性能特點。并介紹了廣泛應用于各種電流模式電路的第二代電流控制電流傳輸器原件的跨導線性環(huán)特性和端口特性，以及其基本組成共源共柵電流鏡，并提出了基于共源共柵電流鏡的新型COMS電流傳輸器。在此基礎上，設計了基于電流控制電流傳輸器的電流模式積分電路，并利用Hspice軟件進行輸入為正弦波和方波時的輸出波形的仿真驗證。

關鍵詞：電流控制電流傳輸器；電流模式；共源共柵；Hspice；積分電路

在模擬電子電路中，人們長久以來習慣于采用電壓作為信號變量，并通過處理電壓信號來決定電路的功能。因此促成了大量電壓信號處理電路，或者稱為電壓模式電路的誕生和發(fā)展。

但是，隨著被處理信號的頻率越來越高，電壓型運算放大器的固有缺點開始阻礙它在高頻、高速環(huán)境中的應用。電壓型運算放大器的缺點之一，它在-3 dB閉環(huán)寬帶與閉環(huán)增益的乘積是常數，當寬帶向高頻區(qū)域擴展時，增益成比例下降；缺點之二，它在大信號下輸出電壓的最高轉換速率很低，一般只有0．2～20 V／μs。

在近些年來，以電流為信號變量的電流在信號處理中的巨大潛在優(yōu)點被發(fā)現(xiàn)被挖掘出來，促成了一種新型電路——電流模式電路的發(fā)展。人們發(fā)現(xiàn)，電流模式電路可以解決電壓模式電路所遇到的一系列難題，在速度、帶寬、動態(tài)范圍等方面獲得更加優(yōu)良的性能。

1 第二代電流控制電流傳輸器 CCCII

第二代電流控制電流傳輸器元件起源CCII，但是由于CCII內部電路的輸入端X端與Y端存在一個寄生電阻，而傳輸特性并沒有考慮這個電阻，從而造成CCII的X端與Y端的電壓跟蹤無法達到理想的程度，而CCCII就是利用X端的寄生電阻受到內部直流偏壓控制的特性以達到電壓可調的特性。

1996年，學者Alain Fabre等人基于跨導線性環(huán)特性提出了第二代電流控制電流傳輸器電路，而隨后的CCCII電路基本上也都是基于跨導線性環(huán)特性實現(xiàn)的。

1．1 線性跨導原理

跨導線性電路的主要性能是借助于雙極性晶體管的跨導參數與其集電極電流成正比關系得到的?？鐚蹬c其集電極電流之間的比例關系為：在一個含有偶數個正向偏置發(fā)射結，且排列成順時針方向結的數目和反時針方向結的數目相等的閉環(huán)中，順時針方向發(fā)射電流密度之積等于反時針方向發(fā)射結電流密度之積。

對于雙極性晶體管，集電極電流Ic與基-射結電壓VBE之間的關系是它的核心關系。這種關系可以表示為：

式(1)中：VT是熱電壓，在常溫下其值約26 mV；反向飽和電流，它對溫度敏感，每提高1攝氏度增加約9．5％，同時，近似于發(fā)射區(qū)面積成正比。對式(1)求微分，可以得到：

式(2)表明，理想BJT的跨導gm是集電極靜態(tài)電流的線性數IC，這是由于IC與VBE之間具有對數關系的結果。在一個包含n個BJT基-射結的閉合環(huán)路中，采用某種方法使其正向偏置而導通，則結電壓之和應等于零，即：

圖1給出了一個簡化TL環(huán)路，它包含4個PN結，每個PN結實際代表環(huán)路中每個BJT的基一射結，每個結上標出的電流過結的正向偏置電流，即BJT的集電極電流IC。

把式(2)代入式(3)，將VBE加以替換得：

式中：Isj代表每個結的反向飽和電流，由于每個結的發(fā)射區(qū)面積可能不同，也可以有不同極性的BJT組成，因圖簡化TL環(huán)路，所以Isj可能是不相等的；Vtj代表每個結的熱電壓，對于大多數應用電路，可以假定所有結的熱電壓相等。因此，式(4)可以表示為：

一系列對數之和為零可以改寫成一系列乘積項為1，因此式(5)可以寫成：

為實現(xiàn)式(5)的環(huán)路內節(jié)點電壓值和為零及IC／IS電流比的對數和為零，在維持合理的工作電流的同時，TL環(huán)路必須是成對的，那么它滿足兩個基本條件，即：TL環(huán)路內的結點數必須是偶數個；面向順時針排列和面向逆時針方向排列的結數必須相等。設TL環(huán)路是對稱的，滿足上述兩個條件，則式(6)可以另外表示為：

公式左右雙方分別為順時針和逆時針排列的正偏發(fā)射結的IC／IS項的乘積。由于TL環(huán)路中的發(fā)射結反向飽和電流ISK與發(fā)射區(qū)的面積成正比，因此可將ISK表示為：ISK=AKJSK，AK是第K個結的發(fā)射區(qū)面積，JSK是與幾何結構無關的反向飽和電流密度，假設每個結JSK的是相等的，因此式(7)可以重寫為：

在跨導線性環(huán)路中，發(fā)射區(qū)面積比值很重要，通常是為了實現(xiàn)某些希望的性能和結果，謹慎的設計和改變發(fā)射區(qū)面積之比。當考慮TL環(huán)路中發(fā)射區(qū)面積之比時，式(8)可以表示為：

式(9)中λ為面積比系數。

當λ=1時，跨導線性原理可表示為：

式(10)表明，在λ=1的條件下，TL環(huán)路中順時針方向集電級電流之積等于逆時針的集電極電流之積，這是跨導線性原理最簡潔的表達形式。

1．2 CCCII的電路符號和端口特性

CCCII的輸入輸出端口特性可用矩陣式來表示：

X端為電流輸入端，Y端為電壓輸入端，輸入電流為零；與CCII相同的是X端電壓不是精確跟隨Y端輸入電壓，而是與X端寄生電阻有關。

矩陣中的正負號分別代表CCCII+和CCCII-，對CCCII+而言，IX=+IY，對CCCII-而言，IZ=-IX，RX為X端口的寄生電阻，受CCCII內部的偏置電流IB控制。CCCII的電路符號和零極子表示方法如圖3所示。

2 共源共柵CCCII設計

2．1 共源共柵電流鏡

在電流傳輸器中，電流鏡是必不可少的電路模型。通常的來說，期望一個電流鏡能夠擁有較高的電流傳輸精度，較高的輸出電阻，較低的輸入電壓以及最小的輸出電壓。

圖4所示的基本電流鏡號模型，由于自身溝道長度的調制效應，很難達到較高的電流傳輸精度及較高的輸出電阻。圖5中所示的共源共柵電流鏡則能獲得比普通電流鏡更高的電流傳輸精度和輸出電阻。

2．2 共源共柵電流鏡CMOS CCCII設計電路

圖6為基于基本電流鏡的CCCII電路，它包括了M1～M4組成的跨導電路，以及M5～M6，M7～M8，M10～M11，M12～M13的基本電流鏡?；倦娏麋RM5～M6，M9～M11向跨導電路提供偏置電流IB，由于基本電流鏡輸出阻抗低，因此偏置電流IB傳輸到跨導線性電路的比例較少。輸出端Z與基本電流鏡輸出端相連，輸出阻抗較低。

用共源共柵電流鏡能實現(xiàn)如圖7的CMOS CCCII電流傳輸器電路，M1～M4構成跨導線性環(huán)路實現(xiàn)電壓跟隨器，M9～M12，M17～M12組成同相傳送電路，將X端電流IX鏡像耦合到IZ。而M5～M8，M13～M16構成放大倍數為1的電流鏡，為跨導線性環(huán)路提供直流偏置。將基本電流鏡改為共源共柵電流鏡，不僅能增大輸出阻抗，而且能增大傳輸精度。

2．3 共源共柵CMOS CCCII性能仿真

基于TMSC0．18umCMOS工藝參數，運用HSPICE軟件仿真，對共源共柵COMS CCCII電流傳輸器進行性能仿真，電路采用1．5 V電壓供電。由矩陣關系，首先觀察IZ隨著IX的變化情況。

可以看出，如同理論推導中所體現(xiàn)的一樣，在沒有任何電流誤差的情況下，可以得到較高的傳輸精度，可以觀察導IZ隨著IX變化而變化，較好的跟隨了IX。

3 電流模式積分電路設計與仿真

3．1 電流模積分器設計

在共源共柵COMS CCCII的基礎上，在X端添加電阻，在Y端添加電容，并改為電流輸入端就可以夠成一個電流模式的積分電路。示意圖如圖9所示。

假設電容C初始電壓為零，則根據CCCII端口特性得到：

上式表明，輸出電流I0為輸入對時間的積分。

3．2 電流模積分器仿真

基于TMSC0．18μmCMOS工藝參數，運用HSPICE軟件仿真，對電流模積分器分別輸入典型正弦激勵和方波激勵進行了電路仿真。

當給積分器輸入正弦波時，輸入輸出波形如圖10所示。

當給積分器輸入方波時，輸入輸出波形如圖11所示。

最后仿真了積分器的頻率響應特性，如圖12所示。

通過公示分析，當激勵源分別采用正弦信號以及方波信號時，積分電路的輸出結果應該為余弦信號以及三角波信號。由圖8和圖9可得，此積分電路的運算結果同理論結果具有良好的一致性，從而證明了此積分電路設計的正確性。

4 結論

電流控制電流傳輸器已經是電流模式電路中非常常用的模塊之一，本文提出了基于共源共柵COMS CCCII電流傳輸器，提高了輸出阻抗和電流傳輸精度，并且基于此CCCII電路設計了電流模式積分電路。在采用TMSC0．18μmCMOS工藝參數，運用HSPICE軟件仿真，仿真結果驗證了共源共柵電流傳輸器的傳輸精度，輸出阻抗及可行性，并且在激勵源采用正弦，方波信號的情況下，對于此積分電路進行了驗證，仿真結果顯示具有較高的精度。因此，該積分電路在很多應用中可以替代傳統(tǒng)的積分電路，具有廣泛的應用前景。