脈沖寬度調(diào)制信號(hào)發(fā)生器電路通常會(huì)使用一個(gè)模擬鋸齒波振蕩器功能，但它也可以用于其它應(yīng)用。圖1中是一只廉價(jià)的鋸齒波發(fā)生器，它用于頻率可高達(dá)10MHz甚至更高的小功率應(yīng)用，以及那些對(duì)斜坡線(xiàn)性度和頻率精度要求不高的應(yīng)用。

電路使用了一只施密特觸發(fā)器作為反相器，接成一個(gè)經(jīng)改進(jìn)的非穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器。輸出波形是時(shí)序電容CT上的電壓，它在反相器的上、下閾值電壓之間作斜升變化。以恒壓為RTCT網(wǎng)絡(luò)充電的結(jié)果就產(chǎn)生了斜坡，因此其響應(yīng)是指數(shù)型的，只有在指數(shù)上升的初期才接近于線(xiàn)性。

圖1，可以使用CT斜坡的充電與快速放電來(lái)產(chǎn)生一個(gè)鋸齒波。施密特觸發(fā)器的上、下觸發(fā)點(diǎn)電壓限制了鋸齒波。VCC、CT和RT值見(jiàn)正文。

提高線(xiàn)性度的一個(gè)簡(jiǎn)單技巧是：用較大的電壓源為RTCT網(wǎng)絡(luò)充電。電容C1的值至少是CT的10倍以上，它用作一個(gè)電荷泵。在鋸齒波下降沿上，柵極輸出為低時(shí)，電容C1通過(guò)二極管D1快速充電至VCC減去D1的正向電壓。同時(shí)，CT則快速地通過(guò)D2放電。

當(dāng)CT電壓的下降達(dá)到施密特觸發(fā)器的下觸發(fā)點(diǎn)時(shí)，柵極輸出VT-返回為高。C1上的電荷使D1的負(fù)極電壓等于電容C1電壓與柵極高輸出電壓之和。D1成為反偏，而隨著柵極的高輸出電壓，RTCT網(wǎng)絡(luò)開(kāi)始充電到C1上的電壓。當(dāng)CT達(dá)到施密特觸發(fā)器的上觸發(fā)點(diǎn)時(shí)，柵極的輸出VT+回到低，如此循環(huán)重復(fù)。

斜坡線(xiàn)性度與VCC與V DD電源電壓之和成正比。因?yàn)閂DD固定為5V，如果VCC可以確定一個(gè)高于反相器的值，則可以提高斜坡的線(xiàn)性度。用下式可以估計(jì)斜坡的非線(xiàn)性誤差：

分比，MI是斜坡的初始斜率，而MF則是斜坡的最終斜率，且

用CT=100pF和RT=2.2kΩ做電路的模擬，并認(rèn)可上式理論計(jì)算的值，就可以得到當(dāng)VCC和VDD均為5V時(shí)，斜坡的非線(xiàn)性誤差為28%;而當(dāng)VCC為1 0 V ， V D D為5 V時(shí)，誤差為18%;VCC為15V，VDD為5V時(shí)，誤差為14%。

面包板電路有VDD=V C C=5 V ，CT=100pF，以及RT=2.2kΩ。IC1是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的雙列8 腳74HC14 ，其最大傳輸延遲為15ns，而VDD為5V的SN74LVC1G14反相器的延遲則為4.4ns。頻率約為12.7MHz。

CT應(yīng)為低泄漏薄膜電容，要選擇較小的值，以減少大能量的充放電。選擇的CT值要足夠大，高于柵極輸入電容與多余的雜散電容，這樣才不會(huì)帶來(lái)明顯的誤差。選擇RT時(shí)要選足夠小的值，這樣負(fù)載阻抗、柵極輸入以及雜散電容就不會(huì)帶來(lái)明顯的誤差?？梢圆捎萌魏蜟MOS施密特觸發(fā)器反相器來(lái)測(cè)試電路。但為了提高頻率精度，應(yīng)采用有低傳播延遲和大輸出電流的高速邏輯系列，如德州儀器公司的單柵極SN74LVC1G14。

在使用前述公式時(shí)，應(yīng)從待測(cè)電路直接測(cè)量觸發(fā)閾值電壓，尤其是VT-。CT通過(guò)一個(gè)有限傳播延遲反相器對(duì)地快速放電，會(huì)使斜坡的低限復(fù)位到低于下閾值VT-。如果使用VT-的測(cè)量值，它考慮了這種效應(yīng)，就可以補(bǔ)償所產(chǎn)生的誤差。

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