引言

近年來(lái)，無(wú)線通信技術(shù)得到了迅猛地發(fā)展。它對(duì)收發(fā)信機(jī)前端電路提出的新要求是：高的工作頻率，低電壓，低功耗，高度集成。實(shí)現(xiàn)小型化以及低功耗的一種可行性方法是實(shí)現(xiàn)收發(fā)機(jī)射頻電路和基帶電路的單片集成，這也是收發(fā)信機(jī)設(shè)計(jì)的最終目標(biāo)。由于數(shù)字處理部分的面積通常占到芯片面積的75%以上，集成度及功耗等指標(biāo)的要求使得不可能以CMOS以外的其他工藝實(shí)現(xiàn)，所以只有實(shí)現(xiàn)CMOS集成射頻前端，才能實(shí)現(xiàn)單片集成。CMOS工藝向0.25um以下的迅速發(fā)展，使上述愿望的實(shí)現(xiàn)變?yōu)榭赡堋?.18umCMOS工藝的特征頻率fT可達(dá)60GHz，0.15um的可達(dá)80GHz?；祛l器是射頻前端電路中實(shí)現(xiàn)頻譜搬移的器件，是十分重要的模塊。本文將介紹CMOS混頻器的基本原理，基本實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)以及當(dāng)前的電路設(shè)計(jì)技術(shù)。

混頻器的基本原理

混頻器必須是非線性或是時(shí)變的，以提供所需的頻率變換。它的核心是對(duì)射頻信號(hào)(RF)和本振信號(hào)(LO)在時(shí)間域的相乘。

這樣就得到含有輸入和頻和差頻的輸出信號(hào)，輸出信號(hào)幅度與RF信號(hào)和LO信號(hào)幅度的乘積成正比。

CMOS混頻器的基本結(jié)構(gòu)

設(shè)計(jì)者首先面臨的問(wèn)題是選擇合適的混頻器結(jié)構(gòu)。由于單端結(jié)構(gòu)不可能完全消除非線性，且電源抑制比較差，混頻器結(jié)構(gòu)通常采用差分形式。這些結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)相乘，并消去高次項(xiàng)和共模成分。

MOS管電壓電流關(guān)系的簡(jiǎn)單模型可表示為：

可見(jiàn)，利用MOS管的電壓電流關(guān)系，采用適當(dāng)?shù)慕Y(jié)構(gòu)，可以通過(guò)乘法來(lái)進(jìn)行混頻?；趯?shí)現(xiàn)乘法的MOS管的工作區(qū)，可將混頻器分為如下幾類(lèi)：

(1)工作于線性區(qū)的MOS混頻器

這一類(lèi)是利用MOS管工作于線性區(qū)的電流電壓關(guān)系，來(lái)實(shí)現(xiàn)乘法。分為兩種實(shí)現(xiàn)方式：①利用式(1)中的vGSvDS項(xiàng)實(shí)現(xiàn)乘法，②利用式(1)中的v2DS實(shí)現(xiàn)乘法。

(2)工作于飽和區(qū)的MOS混頻器

這一類(lèi)是利用工作于飽和區(qū)的MOS管的電流電壓關(guān)系來(lái)實(shí)現(xiàn)乘法，利用的是式(2)中的v2GS項(xiàng)。

(3)開(kāi)關(guān)混頻器

圖1是一個(gè)典型的開(kāi)關(guān)混頻器的電路結(jié)構(gòu)圖，本振信號(hào)LO起到控制MOS管的開(kāi)和關(guān)的作用。直流電壓VLO，DC與VBB，DC的選擇應(yīng)滿(mǎn)足：

VLO，DC-VBB，DC=VT(VT是MOS管的閾值電壓)

如果電路完全對(duì)稱(chēng)，所用的LO信號(hào)也對(duì)稱(chēng)，則輸出的信號(hào)譜中不含偶次分量及直流分量。開(kāi)關(guān)混頻器的主要優(yōu)點(diǎn)在于：CMOS管非常近似于一個(gè)理想的開(kāi)關(guān);MOS管中的偏置電流為0，所以閃爍噪聲小。

還有一種很常用的開(kāi)關(guān)混頻器是Gilbert混頻器。電路原理見(jiàn)圖2。圖2中，M3、M6是跨導(dǎo)級(jí)，起到將輸入RF信號(hào)電壓轉(zhuǎn)換成電流的作用，M1、M2、M4、M5在LO信號(hào)的控制下交替開(kāi)和關(guān)，實(shí)現(xiàn)頻率變換。Gilbert混頻器的優(yōu)點(diǎn)在于增益高，端口到端口的隔離度大。

(4)采樣混頻器

CMOS可以實(shí)現(xiàn)很好的開(kāi)關(guān)，可以利用采樣—保持電路來(lái)實(shí)現(xiàn)混頻，在高頻的帶限信號(hào)以頻率被采樣。根據(jù)調(diào)制信號(hào)的Nyquist采樣定理，為了不發(fā)生混疊，所需的采樣頻率fS不能小于調(diào)制的RF信號(hào)的帶寬的兩倍，而不是必須為最高頻率的兩倍。fs的值依賴(lài)于帶寬和信號(hào)的絕對(duì)頻率位置。圖3給出了采樣的原理。圖4是一個(gè)采樣—保持電路作為采樣混頻器的例子。

采樣混頻器的優(yōu)點(diǎn)是線性度高，本振信號(hào)為基帶采樣頻率，與射頻信號(hào)離得較遠(yuǎn)，沒(méi)有由于LO泄漏引起的雜散輻射。對(duì)采樣—保持電路的要求是不僅要有足夠的帶寬，還要有低的時(shí)鐘抖動(dòng)，這對(duì)采樣時(shí)鐘的相位噪聲要求很高。采樣混頻的缺點(diǎn)是采樣不僅將信號(hào)變換到中頻，也將輸入的噪聲折疊到輸出端，所以噪聲增加的倍數(shù)約為RF帶寬/IF帶寬。由于RF帶寬通常比中頻帶寬大許多，采樣混頻器的噪聲指數(shù)可能很大(例如25dB)。這樣，這種混頻器線性度高的優(yōu)點(diǎn)通常被噪聲性能差所抵消，混頻器的總動(dòng)態(tài)范圍并不比一般的混頻器好(甚至可能更差)。從理論上來(lái)說(shuō)，可以利用有足夠增益的LNA來(lái)克服混頻器噪聲的影響，但是實(shí)現(xiàn)同時(shí)擁有高增益和高線性度的LNA很難。因此，必須謹(jǐn)慎選用采樣混頻。

混頻器的電路設(shè)計(jì)技術(shù)

對(duì)于CMOS混頻器，設(shè)計(jì)目標(biāo)和關(guān)鍵技術(shù)主要有：高線性度，低電壓，低功耗，直流失調(diào)小(主要針對(duì)直接下變頻的接收機(jī))，低噪聲系數(shù)。在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，通常是在這幾個(gè)指標(biāo)之間取得折衷。

(1)提高線性度

理想的混頻器，輸出信號(hào)的幅度應(yīng)與輸入信號(hào)的幅度成正比，輸出信號(hào)的無(wú)用雜散分量少(因?yàn)猷弾Э赡軙?huì)有干擾)，這就是在混頻器中線性度的意義。3dB下降點(diǎn)和IIP3(輸出基頻電平與三階互調(diào)輸出相等時(shí)的輸入信號(hào)電平)都可用來(lái)描述混頻器的線性度?；祛l器處理的信號(hào)幅度比低噪聲放大器大，因此要不成為接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍的瓶項(xiàng)，它必須有足夠的線性度。

Gilbert類(lèi)型的混頻器中跨導(dǎo)的線性度限定了整個(gè)混頻器的線性度下界。因此，在設(shè)計(jì)中，重要的工作是加大跨導(dǎo)的線性。運(yùn)用泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)得到了跨導(dǎo)的IIP3與電路參數(shù)之間的關(guān)系。分析了開(kāi)關(guān)混頻器的非線性失真。對(duì)于高頻混頻器，不能忽略MOS管寄生電容對(duì)線性度的影響，這時(shí)，混頻器的跨導(dǎo)應(yīng)被視為有記憶電路，采用VOlttera級(jí)數(shù)進(jìn)行分析精度較高。我們利用VOlttera級(jí)數(shù)對(duì)CMOS高頻跨導(dǎo)進(jìn)行了線性度分析，得到了跨導(dǎo)的IIP3與各電路參數(shù)(工作電壓，MOS管溝道長(zhǎng)度，溝道寬度，寄生電容等)之間關(guān)系的解析表達(dá)式，與仿真得到的結(jié)果十分接近。我們對(duì)跨導(dǎo)進(jìn)行了UMC流片，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了解析表達(dá)式的正確性。

跨導(dǎo)的線性化可以通過(guò)逐段逼近的方法，圖5中，每一個(gè)差分對(duì)在一段輸入范圍內(nèi)是線性的，疊加起來(lái)就構(gòu)成更大范圍內(nèi)的線性跨導(dǎo)，如圖6所示。

另一種提高混頻器線性度的結(jié)構(gòu)是前面提到的采樣混頻器，與Gilbert混頻器相比，它在線性度上有所改進(jìn)，但噪聲指數(shù)更大、功耗增加，需要更加復(fù)雜的電路。

(2)降低工作電壓和功耗

隨著CMOS工藝向亞微米發(fā)展，能處理的電壓也隨之下降，例如，0.18um的CMOS工藝只能工作于1.8V以下的電壓。在手機(jī)中，工作電壓和功耗一起影響了手機(jī)電池的壽命、大小以及重量。降低電壓和功耗已成為射頻前端電路設(shè)計(jì)的重要目標(biāo)。只有當(dāng)前端電路的功耗能夠與雙極工藝相當(dāng)時(shí)，CMOS在射頻集成電路中才會(huì)具有競(jìng)爭(zhēng)力。

為了降低供電電壓，可以通過(guò)減少堆疊MOS管的數(shù)目，也可采用電感與電容得到低電壓的混頻器結(jié)構(gòu)。圖7是我們新設(shè)計(jì)的一個(gè)混頻器電路，其中M1工作于線性區(qū)，M1在LO信號(hào)控制下，其等效電阻表達(dá)式中有一項(xiàng)與LO信號(hào)的幅度成正比，M2工作于飽和區(qū)，相當(dāng)于一個(gè)線性跨導(dǎo)，將輸入RF電壓信號(hào)轉(zhuǎn)化成與RF信號(hào)幅度成正比的電流，這個(gè)電流流過(guò)與本振信號(hào)幅度成正比的電阻，得到的輸出電壓v中就含所要的混頻項(xiàng)。這個(gè)結(jié)構(gòu)由于避免了堆疊MOS管，可以工作于很低的電壓。以此電路結(jié)構(gòu)為核心電路的混頻器已進(jìn)行UMC流片，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了混頻器的功能。

(3)降低直流失調(diào)

直流失調(diào)的產(chǎn)生有以下幾個(gè)原因：

①混頻器輸入的器件失配;

②本振信號(hào)泄漏到射頻信號(hào)端口，自混頻到直流;

③本振信號(hào)通過(guò)外部導(dǎo)線耦合到天線端發(fā)射出去，被外部物體反射回來(lái)。

④很大的鄰近信道的干擾信號(hào)泄漏到本振端口，與本振信號(hào)一起泄漏到射頻端，與本振相乘，被下變頻。這種失調(diào)是潛伏性的，因?yàn)樗鼈兊姆入S接收機(jī)的位置和方向而改變，很難除去。

迄今為止，主要有四種方法去除直流失調(diào)：

①對(duì)沒(méi)有直流信號(hào)或?qū)拵д{(diào)制的系統(tǒng)，可利用高通濾波或交流耦合。但這對(duì)于一些系統(tǒng)，例如GSM系統(tǒng)不適用，這種系統(tǒng)的功率譜在直流處為最大值，

②利用數(shù)字無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)中的空閑時(shí)間來(lái)消除失調(diào)。在這個(gè)空閑時(shí)間內(nèi)測(cè)量失調(diào)，除去失調(diào)。這僅當(dāng)在接收兩個(gè)突發(fā)信號(hào)的間隔時(shí)間內(nèi)失調(diào)不變時(shí)才有效。在這個(gè)間隔之間的強(qiáng)干擾信號(hào)可能會(huì)導(dǎo)致錯(cuò)誤的測(cè)量，

③數(shù)字控制的模擬自適應(yīng)抵消技術(shù)?；祛l器的輸出由ADC采樣，使用dualloop算法，可在數(shù)字域檢測(cè)出時(shí)變的失調(diào)，這些用來(lái)消除混頻器的失調(diào)，

④諧波混頻器。見(jiàn)圖8，把LO的一半頻率的信號(hào)加到本振輸入端，LO端和RF端的管子都工作在飽和區(qū)，產(chǎn)生的LO頻率與RF頻率進(jìn)行混頻，這樣產(chǎn)生的直流失調(diào)小，而且由于輸入的信號(hào)頻率低，本振泄漏也減小了。通過(guò)測(cè)試結(jié)果可知，這個(gè)電路的直流失調(diào)比一般的混頻器電路的直流失調(diào)要小44dB。

(4)降低噪聲

影響CMOS混頻器性能的主要噪聲源有電阻的熱噪聲和MOS管的熱噪聲和閃爍噪聲。

對(duì)開(kāi)關(guān)形式的Gilbert混頻器進(jìn)行了噪聲分析。在有些電路中，MOS管工作于弱反型區(qū)，且寬長(zhǎng)比做得較大，這樣不僅提高了增益，噪聲也減小。

結(jié)論

本文介紹了CMOS混頻器的性能指標(biāo)，并從提高線性度，降低電壓和功耗，降低直流失調(diào)，降低噪聲系數(shù)等幾個(gè)方面詳細(xì)討論了當(dāng)前的CMOS混頻器的主要設(shè)計(jì)技術(shù)。