概述：本文介紹了一種使用可變電壓控制的電流源(VVCCS)實(shí)現(xiàn)的基于比較器的新型緩沖器。可跟蹤電流源的應(yīng)用提供了高精度的性能，不僅能減少輸出節(jié)點(diǎn)的過(guò)沖誤差，還能減少過(guò)沖誤差相對(duì)輸出電壓的變化。同時(shí)利用0.18μm CMOS技術(shù)的仿真對(duì)這種方法進(jìn)行了驗(yàn)證，推薦電路的總功耗估計(jì)為616μW。

引言

現(xiàn)在，減少電池消耗已經(jīng)成為電路設(shè)計(jì)師的優(yōu)先任務(wù)之一。最近出現(xiàn)了一種基于新型比較器的開(kāi)關(guān)電容電路[1]。它可以替代運(yùn)算放大器，而后者與比較器、開(kāi)關(guān)、電流源和邏輯控制門(mén)一起占據(jù)了總功耗的最大部分。雖然基于運(yùn)放的電路能夠迫使輸入節(jié)點(diǎn)形成虛擬地，但基于比較器的電路可以實(shí)現(xiàn)虛地條件。雖然如此，但這些基于比較器的電路存在過(guò)沖誤差問(wèn)題。這種過(guò)沖誤差主要來(lái)源于比較器有限延時(shí)、電流源響應(yīng)時(shí)間和邏輯控制固有延時(shí)。為了克服這個(gè)缺點(diǎn)，可以使用精細(xì)電流源來(lái)減少過(guò)沖誤差。在文獻(xiàn)[2]的緩沖器電路中應(yīng)用了基于比較器的開(kāi)關(guān)電容，它推薦了一種不同的方法來(lái)減小過(guò)沖誤差。為了補(bǔ)償精細(xì)電流源的損耗，使用了開(kāi)關(guān)和糾錯(cuò)電阻(圖1(a))。不過(guò)這種緩沖器仍然存在明顯的過(guò)沖誤差以及過(guò)沖誤差相對(duì)輸出電壓的變化。

本文提出了可以在基于比較器的緩沖器設(shè)計(jì)中應(yīng)用的新方法，它既能減少過(guò)沖誤差，也能減少過(guò)沖誤差相對(duì)輸出的非線性。

基于比較器的推薦緩沖器電路

推薦緩沖器的構(gòu)建模塊和時(shí)鐘時(shí)序圖分別如圖1.1(b)和(c)所示。雙路輸出比較器用于控制可變電壓控制的電流源。在預(yù)置階段，輸出電壓保持在電路的最低電壓。雖然輸出小于輸入，但比較器的輸出將打開(kāi)電流源。負(fù)載電容被充電，Vout電壓上升。在?1階段開(kāi)始時(shí)，E1和E2為0，此時(shí)電路中流動(dòng)的是電流源最大值。隨著Vout的上升，E1成正比增加。接著VVCCS電流值逐漸減小，輸出斜率隨之減小。

E2可低可高。當(dāng)Vout越過(guò)輸入電壓值時(shí)，E2被置為高，負(fù)載電容不再被充電。電路固有延時(shí)效應(yīng)通過(guò)VVCCS減小了，因此在輸出電壓中產(chǎn)生的過(guò)沖誤差值可以忽略不計(jì)。過(guò)沖誤差可以用高分辨率比較器進(jìn)一步減小，但會(huì)增加功耗。

圖1：a)帶電阻糾錯(cuò)電路的基于比較器的緩沖器[2]。b)基于比較器的推薦緩沖器電路框圖。c)時(shí)鐘時(shí)序圖。

可變電壓控制的電流源

在推薦電路中使用的定制的可變電壓控制電流源[3]如圖2(a)所示。當(dāng)E1和E2處于最低點(diǎn)時(shí)，輸出電流的最大值將流過(guò)輸出端。當(dāng)E1增加時(shí)，M2和M4的電流以及Iout將減小。最終當(dāng)E2被置高時(shí)，M5被關(guān)斷。

定制的比較器

基于比較器的推薦緩沖器中使用的電壓比較器如圖2(b)所示[4]。為了提高比較器的增益，后置放大器電路與文獻(xiàn)[4]有所不同，后者使用NMOS輸入放大器。另外，在這個(gè)比較器中，信號(hào)E1由M2的漏極驅(qū)動(dòng)，這個(gè)漏極清楚地再現(xiàn)了信號(hào)Vin的變化，而信號(hào)E2只有兩個(gè)狀態(tài)。在這個(gè)比較器中有三個(gè)主要模塊：由M1和M2組成的前置放大器級(jí)，包含M3-M6的判決電路級(jí)，以及由剩余電路組成的后置放大器級(jí)。第一級(jí)電路只是一個(gè)基本的差分n溝道放大器，連接著來(lái)自第二級(jí)的有源負(fù)載。第二級(jí)電路中的判決過(guò)程如下：首先考慮Vin低于Vref的情況。此時(shí)M4導(dǎo)通，M3關(guān)斷。因此所有偏置電流通過(guò)M4和M6。在這種情況下，E1和E2處于它們的最低點(diǎn)。隨著Vin增加并接近Vref，M4和M6中的電流開(kāi)始減小，因此E1從地電平開(kāi)始逐步按比例增加到Vin，而E2仍然是0。當(dāng)Vin超過(guò)Vref電平時(shí)，偏置電流將流過(guò)M3和M5?，F(xiàn)在E2使用判決電路的再生屬性快速上升到高電平狀態(tài)。最后，利用后置放大器級(jí)電路增強(qiáng)比較器的分辨率。

圖2：a)可變電壓控制的電流源，b)推薦架構(gòu)中的定制比較器。

仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證基于比較器的推薦緩沖器精度，在HSPICE環(huán)境下用0.18μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝和1.8V電源電壓對(duì)電路進(jìn)行了仿真。假定共模電壓、正弦輸入信號(hào)的幅度和頻率分別是0.9V、0.2V和10KHz。電路工作時(shí)鐘為1MHz，負(fù)載為1pf電容。圖3顯示了推薦電路的輸入、輸出、E1和E2波形。從圖中可以看出，當(dāng)Vout遠(yuǎn)小于Vin時(shí)，Vout電壓以高斜率上升。當(dāng)Vout接近于Vin電壓值時(shí)，輸出斜率會(huì)減小。E1信號(hào)應(yīng)跟蹤比較器輸出信號(hào)的逐步增加。另外，當(dāng)Vout超過(guò)Vin電壓值時(shí)，E2信號(hào)狀態(tài)被觸發(fā)。

圖3：信號(hào)E1、E2和Vout。

將各種輸入電壓值應(yīng)用于推薦電路，結(jié)果見(jiàn)表1。在信號(hào)E2變高過(guò)程中對(duì)這些結(jié)果進(jìn)行了測(cè)試。

表1：過(guò)沖誤差與輸入電壓值的關(guān)系，并與基于以前比較器的緩沖器結(jié)果進(jìn)行了比較。

本文小結(jié)

本文介紹了基于比較器的典型緩沖器的新模型。為了最大限度地減小過(guò)沖誤差，應(yīng)用了一個(gè)可變電壓控制的電流源，并使用了具有兩個(gè)輸出端的定制比較器。通過(guò)與以前先進(jìn)設(shè)計(jì)的比較向我們展示了推薦電路的更好性能。仿真是在采用0.18μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝的HSPICE環(huán)境中進(jìn)行的。推薦緩沖器的功耗估計(jì)為616μW。