圖1：TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖。

       圖2顯示了典型的PWM信號(hào)是如何從圖1中的比較器功能塊形成的?？蓪⒁纛l輸入與250-kHz的三角波相比較。當(dāng)音頻輸入電壓大于250-kHz三角波電壓時(shí)，非反相比較器輸出狀態(tài)為高，而當(dāng)250-kHz三角波大于音頻信號(hào)時(shí)，非反相比較器輸出狀態(tài)為低。非反相比較器輸出為高時(shí)，反相比較器輸出為低；而當(dāng)非反相比較器輸出為低時(shí)，反相比較器輸出為高。平均 PWM非反相輸出電壓VOUT+(avg) 為忙閑度乘以電源電壓，此外D表示忙閑度，或"開啟"時(shí)間t(on) 除以總周期 T。

VOUT+(avg) = D * Vcc (1)

D = t(on) / T (2) 

反相輸出的忙閑度VOUT- 與VOUT+為1。如輸入只有一半，則VOUT- 與VOUT+1的忙閑度為0.5。

VOUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3)

                    

                              圖2：比較器的輸入與典型D 類放大器的PWM輸出

       TPA3001D1與TPA3002D2均采用 TPA2005D1中無過濾器的調(diào)制方案。利用這種調(diào)制方案，正輸出VOUT+ 與典型D 類PWM 相同，但負(fù)輸出VOUT- 并不完全與 VOUT+ 相反。在這種情況下，就有兩個(gè)比較器，并且正積分器輸出與三角波相比較可創(chuàng)建 VOUT+ 的 PWM，而積分器的負(fù)輸出則與三角波相比較則可創(chuàng)建VOUT- 的 PWM。圖3顯示了用于無過濾器調(diào)制方案的比較器輸入與PWM輸出，這里我們假定音頻信號(hào)為dc電壓，因?yàn)橐纛l信號(hào)的頻率比250 kHz的三角波低很多。圖3還顯示了差動(dòng)輸出電壓。

圖3：TPA3001D1 與 TPA3002D2 輸入輸出與PWM

       圖4顯示了帶有20 kHz 音頻輸入信號(hào)的TPA3001D1 PWM輸出。請(qǐng)注意忙閑度是怎樣隨輸入電壓增加而增加的。

                     

        圖4：顯示輸入信號(hào)、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的（正弦波與PWM）作用域圖示

       PWM波形中的音頻信號(hào)在頻域中要容易發(fā)現(xiàn)得多。PWM信號(hào)由輸入頻率、開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率加邊頻帶的諧波構(gòu)成。圖5顯示了振幅對(duì)輸入的頻率、PWM輸出以及經(jīng)過濾的輸出。圖5還顯示了音頻信號(hào)如何從PWM中通過低通過濾提取出來。已過濾的輸出具備1 kHz正弦波頻率組件，任何作為失真出現(xiàn)于音頻帶中的1 kHz諧波，以及任何從開關(guān)頻率中遺留的紋波電壓。揚(yáng)聲器不能復(fù)制開關(guān)頻率及其諧波，即便揚(yáng)聲器可以復(fù)制，耳朵也聽不到。如果將經(jīng)過濾與未過濾的PWM信號(hào)都直接發(fā)送給揚(yáng)聲器的話，聽者不會(huì)發(fā)現(xiàn)圖5中二者間的差別。 

                     

          圖5：顯示輸入信號(hào)、輸出前過濾器以及輸出后過濾器的幅度與頻率相位

       D 類放大器的效率如何？如何計(jì)算效率？

       線性放大器可為所需的輸出電壓提供定量的電流。在橋接式負(fù)載 (BTL) AB 類放大器中，電源電流與輸出電流相等。D類放大器是一套采樣系統(tǒng)，可在給定周期向負(fù)載提供定量功率。D 類放大器輸出脈寬調(diào)制 (PWM) 信號(hào)，并使用去藕電容器與輸出過濾電感器 (filter inductor) 或揚(yáng)聲器電感（對(duì)于無過濾器調(diào)制而言）作為能量存儲(chǔ)元素，從而能從電源向負(fù)載提供定量的功率。PWM信號(hào)在電源軌之間進(jìn)行輸出電壓切換，從而在輸出晶體管上實(shí)現(xiàn)極低的壓降。與此相對(duì)，AB 類輸出 FET 將大多數(shù)時(shí)間花在電源軌的活動(dòng)區(qū)域，從而導(dǎo)致大量的功耗并進(jìn)而使效率低下。

       理想的D 類放大器效率為100%，因?yàn)槠淠康氖菑碾娫聪蜇?fù)載提供相同量的功率。D 類放大器理想的MOSFET應(yīng)為，在"開啟"rDS(on) 狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為零，在"關(guān)閉"-rDS(off)狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為無限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 狀態(tài)下都不為零，而rDS(off) 狀態(tài)下電阻都是有限的。rDS(on) 與 rDS(off) 產(chǎn)生的功率損耗稱作傳導(dǎo)損耗。由rDS(on)、rDS(off) 與輸出負(fù)載或揚(yáng)聲器 RL形成分壓器。rDS(off) 的值足夠大，因此在計(jì)算效率時(shí)可忽略。 

       方程式5給出了計(jì)算效率的方程式，即輸出功率與供應(yīng)功率之比。過濾電感器或揚(yáng)聲器電感（對(duì)于無過濾器調(diào)制而言）能保持高頻率切換電流較低，這樣此處獲得的電流就是音頻帶中的電流。在下面部分討論靜電損耗時(shí)，我們將考慮到切換電流損耗。通過rDS(on) 的電流等于通過負(fù)載的電流，這導(dǎo)致輸出功率與方程式5不相符，也就使傳導(dǎo)損耗影響的效率與輸出功率無關(guān)。方程式7顯示了傳導(dǎo)損耗影響的效率。

EffICiency = POUT / PSUP (5)

Efficiency (CONDUCTION) = iL^2 * RL / iL^2 * (2rDS(on) + RL) (6)

Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) (7)

       方程式7可用作計(jì)算rDS(on) 對(duì)效率影響的第一位近似值。對(duì)rDS(on) 為0.1 ohm而負(fù)載電阻RL為4 ohm

2、TPA2005D1 1.1-W單聲道無過濾器D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年7月，出版號(hào)：SLOS369B；

3、TPA3001D1 20-W單聲道D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年12月，出版號(hào)：SLOS398；

4、TPA3002D2 9-W具備DC音量控制的立體聲D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年12月，出版號(hào)：SLOS402。