1 引 言

眾所周知，AB類音頻功放具有比A類更高的效率(一般在50%左右)，比B類更低的交越失真[1]，廣泛應用于各種手機和MP3等便攜式設備中，是現(xiàn)在音頻功放市場上的主體力量。

輸出運放是音頻功放芯片的核心部分，占其絕大部分版圖面積，他的性能和集成度直接影響到整個音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小。

近年來，隨著移動電話，PDA，MP3，MP4等便攜式設備的廣泛應用和不斷發(fā)展，對音頻功放芯片的要求也越來越高。高性能，低功耗和高集成度是其發(fā)展的方向。而這也是對其中的輸出運算放大器模塊提出的要求。

本文在N阱CM()S工藝的基礎上，采用0.6 μm DP-DM工藝，設計了一個較小靜態(tài)功耗，小輸入失調電壓，高增益，高共模抑制比和電源抑制比，大輸出擺幅，較高帶寬，以及THD很小的輸出功率運算放大器，可適用于大部分AB類音頻功放芯片。

2 電路設計

整個電路分為兩級，前一級是差分輸入電路，后一級是功率管推挽式輸出。

2.1 運放結構的選擇

對于輸出功率運算放大器，設計重點是前一級的差分輸入電路，希望其擁有盡可能高的開環(huán)增益和單位增益頻率，同時還要考慮速度、共模抑制比、電源抑制比、功耗等方面性能的限制。

共源共柵結構的差分電路具有很高的電壓增益，與簡單結構的兩級運放相當，而且具有更好的頻率特性。在文獻[2]中比較了3種不同結構的差分電路?，F(xiàn)在比較常見的共源共柵結構有套筒式和折疊式2種，如圖1所示。圖1(a)是套筒式共源共柵差分運放，他的優(yōu)點是頻率特性好，功耗小[2]。缺點是支路上"層疊"的管子太多，造成較小的輸入共模電平范圍和輸出擺幅，不適合在低壓下工作。圖1(b)是折疊式共源共柵差分運放，他的頻率特性與套筒式相當[2]。相對套筒式，主要優(yōu)點在于具有更大的輸入共模電平范圍，因為他在輸入管上端并不"層疊"一個共源共柵管，以及更大輸出擺幅。缺點在于輸入對管要求外加偏置電流，消耗了更大的功率。

從應用角度考慮，以上2種電壓增益和頻率特性相當 的運放結構中，套筒式結構要求較高的供電電壓，以及在 輸入共模電平范圍方面的局限，使他不適合應用于功放的 輸入級電路。盡管折疊式共源共柵結構有更大的功耗，他 更適合于這里的設計要求。而他要求的最低供電電壓也 在可接受范圍之內。

2.2偏置電路

偏置電路采用的低壓共源共柵電流鏡結構，不僅具有普通共源共柵電流鏡對電流進行精確復制的優(yōu)點，而且能比普通共源共柵電流鏡在更低電源電壓下工作。[3]。如圖2所示。

這種結構的共源共柵電流鏡M3一M4消耗的最小電壓余度為他們的過驅動電壓之和，而且可以精確地鏡像Iref。偏置電壓Vb的輸入范圍是：

2.3 整體電路

在圖3的運放的整體電路中，圖3(a)是運放的主體，包括差分輸入電路和功率管Mp，Mn組成的推挽式輸出級，圖3(b)是他的偏置電路，提供Vb1～Vb8的偏置電壓。

差分輸入電路為折疊式共源共柵結構，圖中，M1，M2為輸入對管，分別為"+"，"+"輸入端，M3，M4是低壓共源共柵電流鏡的鏡像部分，提供尾電流源。與圖1(b)相比，惟一不同在差分電路的輸出端，即M8，M13之間插入了M9，M10和M15，M16四個管子，把單端輸出變成了雙端，控制兩個功率管Mp，Mn的柵極電壓，使在零差分輸入時Vgsp略小于Vthp，Vgsn略小于Vthn，Mp，Mn都工作在亞閾值區(qū)域，有一定的電流流過。這是AB類功放的基本特點，盡可能地消除交越失真。為了提供大的輸出電流，他們的寬長比很大(版圖上采用很多相同的管子并聯(lián)，而P管并聯(lián)的個數(shù)約為N管的3倍，以便使一個周期內流過負載的電流相等)。

在差分輸人時，當"+"端輸入較高電平時，M2支路電流迅速減小，流過M5和M7支路的電流保持相等，所以流過M14的電流小于流過M12的電流，強制M14工作在線性區(qū)，Y點電壓很低，M13為了保持支路電流不變，進入深線性區(qū)，VB急劇下降。同時，M16，M15支路電流增大，M10，M9支路電流減小，導致VA下降。最終，VB降到很低，VA跟隨VB降低，M10，M9截止，M16，M15進人線性區(qū)。這時，Mn截止，Mp導通。同理，當"-"端輸人較高電平時，Mn導通，Mp截止。輸出電壓擺幅為：

運放的低頻電壓增益可以這樣來粗略計算：

AV1是第一級差分電路的增益。M9，M10和M15，M16對增益影響不大，可忽略其作用，于是：

AV2是第二級推挽式輸出級的增益：

其中調節(jié)輸出功率管的寬長比，使Mp約為Mn的3倍，致使上式成立。

對于這樣的多極點兩級運放來說，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補償，以增大相位裕度，提高穩(wěn)定性。通過頻率補償，兩個主極點分別為[1]：

其中，RA是從A(或B)點到地的總阻抗，CA是A(或B)點到地的總寄生電容，Cι是輸出端的總電容。

p1離原點最近，是A點產生的極點;p2是輸出端的極點，離原點較遠。同時由于電阻和電容形成了通路，產生一個零點[1]：

適當調節(jié)R，使Z=p2，與第二主極點抵消，增加了帶寬。

2.4 工作環(huán)境

采用單電源供電，在閉環(huán)狀態(tài)下工作?；鶞孰妷簽閂DD/2。如圖4所示。閉環(huán)傳輸函數(shù)為：

3 仿真結果

仿真性能參數(shù)如表1所示。

圖5和表1是仿真結果，都是在開環(huán)、無負載情況下測得。仿真工具是Cadence Spectre，用了0.6 μm的N阱CMOS工藝模型，模擬環(huán)境是VDD=5 V，T=27℃，典型條件。以上結果顯示了單位增益帶寬GB為7.941 MHz，相位裕度為74.60，頻率特性較好;失調電壓非常小，為38.92μV;有較高的電壓增益，共模抑制比和電源抑制比;另外當輸入幅度為1 V，頻率為1 kHz的正弦波時，輸出THD很小，為0.004%。

4 結 語

本文設計的AB類輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結構，功率管推挽式輸出，同時利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路。仿真結構表明該運放具有高增益，低輸入失調電壓，低THD等特點，同時具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求?？梢钥闯?，設計幾乎是令人滿意的，微小的調節(jié)還可以通過改變W/L比使各管子工作在最穩(wěn)定的工作區(qū)域。