0 引 言
    感應(yīng)加熱電源利用電磁感應(yīng)原理，通過(guò)感應(yīng)線圈在被加熱的工件中產(chǎn)生渦流，對(duì)工件進(jìn)行加熱。感應(yīng)加熱具有加熱速度快，加熱效率高，溫度易于控制，容易實(shí)現(xiàn)自動(dòng)化等諸多優(yōu)點(diǎn)，因而在現(xiàn)代工業(yè)生產(chǎn)中得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用，感應(yīng)加熱技術(shù)也日趨成熟。針對(duì)IGBT開關(guān)損耗小，通斷速度快，工作頻率較高，元件容量大且其成本逐漸降低等優(yōu)點(diǎn)，選用IGBT作為功率開關(guān)管。但是IGBT的開關(guān)損耗，尤其是拖尾電流在高頻開關(guān)工作狀態(tài)下引起的關(guān)斷損耗很大，限制工作頻率的提高。目前IGBT的開關(guān)頻率在零電流開關(guān)(ZCS)狀態(tài)下可工作于100 kHz頻率。采用倍頻方式逆變器輸出頻率可提高2倍，但需要額外的諧振電路，并且頻率的提高有限，器件的換流條件也較差，采用IGBT并聯(lián)分時(shí)的控制方法可以提高逆變器的開關(guān)頻率。
    感應(yīng)加熱電源的調(diào)功方法可分為兩類：逆變調(diào)功和直流調(diào)功。逆變調(diào)功的方法目前主要有：脈沖頻率調(diào)制法(PFM)、脈沖密度調(diào)制法(PDM)、脈沖寬度調(diào)制法(PWM)、脈沖均勻調(diào)制(PSM)等。直流調(diào)功通常采用直流斬波或相控整流來(lái)改變逆變器的輸入直流電壓的大小，從而將逆變器的功率調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)化為對(duì)直流電壓的調(diào)節(jié)。每種調(diào)功方式都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)。相對(duì)這些調(diào)功方式，相位調(diào)功具有控制電路和驅(qū)動(dòng)脈沖簡(jiǎn)單，穩(wěn)定工作范圍寬，響應(yīng)速度快和適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。
    這里從設(shè)備成本、體積及轉(zhuǎn)換效率的角度出發(fā)，設(shè)計(jì)了4個(gè)IGBT并聯(lián)的負(fù)載串聯(lián)諧振逆變器，采用IG-BT分時(shí)-相位復(fù)合控制的新型策略，同時(shí)實(shí)現(xiàn)逆變器四倍頻輸出和輸出功率調(diào)節(jié)，并進(jìn)行了系統(tǒng)的理論分析和電路仿真。通過(guò)仿真，驗(yàn)證了該方案的可行性。

1 電路結(jié)構(gòu)
    圖1給出了四倍頻逆變器的主電路結(jié)構(gòu)圖。該電源采用AC／DC／AC結(jié)構(gòu)，輸入經(jīng)三相不控整流得到脈動(dòng)的直流電壓，再經(jīng)過(guò)濾波環(huán)節(jié)C0得到平滑的直流電壓，送入采用負(fù)載串聯(lián)諧振式單相全橋逆變器，在感應(yīng)線圈上產(chǎn)生高頻電壓和電流。逆變電路的每個(gè)橋臂都由4個(gè)IGBT開關(guān)器件并聯(lián)而成，CD為隔直電容；T為高頻變壓器用于負(fù)載匹配；R，L為感應(yīng)線圈等效電感和電阻；補(bǔ)償電容C組成變壓器二次側(cè)諧振槽路。

2 控制策略的分析
    傳統(tǒng)的逆變器工作方式是每個(gè)橋臂并聯(lián)的IGBT在每個(gè)開關(guān)周期同時(shí)工作。在散熱條件一定的情況下，為了提高輸出頻率，IGBT必須增加電流定額，而且并聯(lián)器件的均流也是一個(gè)問(wèn)題，輸出頻率的提高也很有限。將逆變器每個(gè)橋臂的IGBT進(jìn)行分時(shí)控制，可避免這些缺點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)輸出頻率的提高，它的工作原理見圖2。

    從圖2可以看出，由Q1a～Q4a構(gòu)成第一組逆變橋，由Q1b～Q4b構(gòu)成第二組逆變橋，由Q1c～Q4c構(gòu)成第三組逆變橋，由Q1d～Q4d構(gòu)成第四組逆變橋，四組逆變橋輪流導(dǎo)通一個(gè)諧振周期。這樣，如果IGBT允許的開關(guān)頻率為f0，則電源的輸出頻率為4f0。同時(shí)，采用相位調(diào)功方式，通過(guò)調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通寬度來(lái)調(diào)節(jié)輸出電流與電壓的滯后角度ψ來(lái)調(diào)節(jié)輸出功率。通過(guò)檢測(cè)負(fù)載電流過(guò)零點(diǎn)，調(diào)節(jié)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，使它的超前電流一個(gè)角度ψ，ψ從O～90°可調(diào)，根據(jù)P=UIcosψ可知，改變?chǔ)卓蓪?shí)現(xiàn)調(diào)功的目的。逆變器的具體工作過(guò)程分析如圖3所示。

    設(shè)C1～C4是IGBT的CE極間結(jié)電容。初始狀態(tài)D1a,D4a導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為負(fù)，并向C0反充電。其等效電路如圖3(a)所示。
    (1)t0-t1：t0時(shí)刻，電流i反向，●1a，Q4a在零電流零電壓(ZVZCS)下導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為正，其等效電路如圖3(b)所示。負(fù)載諧振電流i從a流向b，諧振負(fù)載由電源UD提供能量。
    列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：
   
    初始條件：uC=-Ucm，i=0
    式中：UD為逆變器輸入電壓；R為負(fù)載回路等效電阻；L為負(fù)載等效電感；i為負(fù)載回路電流。
    解該微分方程得：
   
    (2)tl一t2：t1時(shí)刻，UC=UC1，i=i1。Q1a，Q4a在零電壓(ZVS)下關(guān)斷。負(fù)載諧振電流i為正，其等效電路如圖3(c)所示。電感L和C，C1～C4共同諧振；C3，C2放電；C1，C4充電。
    列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：
   
式中：Ca=C+C1。
    初始條件：UC=UC1，i=i1
    解該微分方程得：

   

    當(dāng)t=t2時(shí)，UC=UC2，i=i2。C2，C3上的電壓放到零，D2a,D3a導(dǎo)通。(3)t2-t3：t2時(shí)刻，D1a，D4a在電容C1～C4的作用下零電壓導(dǎo)通，負(fù)載諧振電流i為正且向C1反充電。其等效電路如圖3(d)所示。列出負(fù)載回路的電壓微分方程為：

    逆變器t4～t6時(shí)刻，Q2a和Q3a動(dòng)作，其工作過(guò)程類似于t1～t3。接下來(lái)后三組開關(guān)管分時(shí)工作，工作過(guò)程同第一組。通過(guò)分析可知，分時(shí)一相位復(fù)合控制方式可以方便的提高輸出頻率和調(diào)節(jié)輸出功率，提高了整機(jī)的效率。同時(shí)實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，有效降低了開關(guān)損耗。

3 仿真及分析
    利用上述分時(shí)一相位復(fù)合控制策略對(duì)全橋IGBT逆變器主電路進(jìn)行Pspice仿真分析，對(duì)新型控制策略的正確性與可行性進(jìn)行了驗(yàn)證。仿真時(shí)，逆變器負(fù)載等效為變壓器一次側(cè)R，L，C諧振槽路。設(shè)逆變器動(dòng)態(tài)過(guò)程仿真條件為：輸入直流電壓UD=180 V，負(fù)載等效電阻R=3．5 Ω，開關(guān)管頻率為f0=100 kHz，輸出頻率f=400 kHz，等效諧振電感L=20 μH，等效諧振電容C=0．075μF，對(duì)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形和負(fù)載的電壓電流波形進(jìn)行了仿真。得出如下波形(見圖4，圖5)，其中圖4為上下橋臂IGBT的驅(qū)動(dòng)仿真波形，圖5(a)和圖5(b)分別為ψ=0°和ψ＝25°時(shí)負(fù)載電壓電流的仿真波形，由于一開始啟動(dòng)時(shí)電流波形不明顯，故截取后段時(shí)間的仿真波形。從圖中可以看出，仿真結(jié)果與理論分析相符合。從圖5(a)和圖5(b)波形可知，串聯(lián)諧振型逆變器的輸出負(fù)載電壓波形近似為方波，負(fù)載電流波形接近于正弦波，可知電路工作于諧振頻率附近，在此方法下逆變器能夠基本滿足較大范圍內(nèi)的功率調(diào)節(jié)。

4 結(jié) 語(yǔ)
    這里研究了一種采用時(shí)間分割和相位調(diào)功復(fù)合控制的IGBT全橋串聯(lián)型逆變器，它使采用IGBT制作高頻大容量感應(yīng)加熱電源成為可能。理論分析和計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明，采用這種控制方式的高頻大功率電源電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制方便，能方便地提高輸出頻率和調(diào)節(jié)輸出功率，具有很好的應(yīng)用前景。