摘要：基于1 μm 40V BCD工藝，使用Cadence軟件對(duì)原邊反饋AC／DC控制器進(jìn)行仿真和分析。線補(bǔ)償技術(shù)可以使原邊反饋AC／DC電路獲得很好的負(fù)載調(diào)整率，抵消電感上所消耗的電壓和整流二極管上的壓降，使輸出達(dá)到的最佳值。在輸入加220 V交流電壓時(shí)，輸出結(jié)果最大值為5．09 V，最小值為5 V，最大負(fù)栽調(diào)整率為9．609％。
關(guān)鍵詞：原邊反饋；交流／直流；線補(bǔ)償；負(fù)載調(diào)整率

    任何電子產(chǎn)品都離不開電源，電源設(shè)計(jì)的好壞直接決定電子產(chǎn)品的性能和壽命，AC／DC在電源設(shè)計(jì)領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。AG／DC電路結(jié)構(gòu)主要有隔離式AC／DC結(jié)構(gòu)和原邊反饋AC／DC結(jié)構(gòu)。隔離式AC／DC結(jié)構(gòu)中，由于加入了光電耦合元件使整體電路變得復(fù)雜，并且電路對(duì)光電耦合器件要求高進(jìn)而增加了電路設(shè)計(jì)成本。在此基礎(chǔ)上發(fā)展的原邊反饋AC／DC電路省去光電耦合器件，簡化電路結(jié)構(gòu)進(jìn)一步降低電路成本，由于去掉了光電耦合器件，會(huì)大大降低輸出電壓的精度，故需要在電路中加入線補(bǔ)償技術(shù)。文中以輸入交流電壓為220 V，輸出電壓為5 V的原邊反饋AC／DC芯片為基礎(chǔ)，給出一種能夠提高輸出精度的線補(bǔ)償技術(shù)。
    文中第1部分首先介紹了原邊反饋AC／DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。第2部分析了造成AC／DC電路輸出不精確的原因，給出了采用線補(bǔ)償技術(shù)提高輸出精確度的原理和實(shí)現(xiàn)方法。在論文的最后給出了仿真結(jié)果和結(jié)論。

1 原邊反饋AC／DC控制器介紹
    原邊反饋AC／DC控制器去掉了光電耦合器件，其電路如圖1所示，首先輸入的交流電壓經(jīng)過電橋整流后給電容C1充電，提供芯片所需的正常工作電壓，當(dāng)電容C1和電阻R1選取不合理時(shí)，電容上的電壓將不能保證芯片正常工作，電路不能正常上電，這里一般電阻R1會(huì)設(shè)計(jì)在十兆歐以上。當(dāng)芯片正常工作后，BASE產(chǎn)生控制信號(hào)，在功率管導(dǎo)通時(shí)初級(jí)線圈Np通過感應(yīng)把能量傳給次級(jí)線圈Ns，使Ns儲(chǔ)存能量，這時(shí)負(fù)載由電容Co提供能量，峰值電流Ipeak由公式(1)給出
   

    Lp為Np的電感量。如圖2所示Ton為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，CS檢測初級(jí)線圈峰值電流，當(dāng)達(dá)到峰值電流值時(shí)，功率管斷開，初級(jí)線圈Np中電流為零，次級(jí)線圈Ns反向釋放能量，整流二極管導(dǎo)通，給負(fù)載提供能量，同時(shí)對(duì)電容Co充電。這時(shí)輔助線圈Naux通過感應(yīng)檢測輸出電壓，與內(nèi)部基準(zhǔn)比較，控制下一次BASE經(jīng)過多長時(shí)間提供使功率管導(dǎo)通的信號(hào)。輔助線圈反饋回來的電壓也會(huì)給C1電容充電，保證芯片正常工作。其中Vaux可由公式(2)導(dǎo)出
   
    其中Naux／Ns為變壓器輔助線圈與次級(jí)線圈的線圈匝數(shù)比；Vo為輸出電壓；△V為次級(jí)端整流二極管的正向?qū)▔航怠?/p>

    采樣VAUX點(diǎn)的選擇如圖2所示，選擇在PWM關(guān)斷，線圈去磁結(jié)束后，在這樣采樣時(shí)間點(diǎn)，輸出電壓與輔助繞組具有很好的線性關(guān)系。在采樣點(diǎn)時(shí)刻有公式(2)可以近似表示為公式(3)：
   
    在理想情況下，只要采樣此點(diǎn)的輔助線圈的電壓，并與精確的參考電壓比較形成反饋控制Base信號(hào)，就可以得到穩(wěn)定輸出電壓Vo。

2 線補(bǔ)償電路
    理想情況下，VFB的大小由公式(4)所示
   
    實(shí)際上由于輔助線圈不是完全理想的，存在內(nèi)阻，輔助線圈的等效電路如圖3所示，這使VFB與公式(4)不相符。則有實(shí)際VFB的大小由公式(5)表示
   
    其中Ro為輔助線圈的內(nèi)阻。由于這個(gè)內(nèi)阻的存在，使得VFB'<VFB，造成采樣不準(zhǔn)確，進(jìn)而導(dǎo)致輸出偏離所要求的值。所以需要內(nèi)部芯片提供一個(gè)補(bǔ)償電路，使VFE'更接近VFB，使輸出電壓在沒有其他外部器件的情況下更準(zhǔn)確。

    如圖4所示文中設(shè)計(jì)的線補(bǔ)償電路由芯片內(nèi)部數(shù)字時(shí)鐘分頻電路，開關(guān)控制電路和精密電流源構(gòu)成。

    其中Icomp_cable通過采樣點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)對(duì)FB端進(jìn)行補(bǔ)償，其補(bǔ)償率▽V／Vout的表達(dá)式如圖公式(6)給出，其中Icomp_cable為芯片內(nèi)部補(bǔ)償?shù)碾娏鳌?br />    
    數(shù)字時(shí)鐘分頻電路如圖5所示，OSC為內(nèi)部振蕩器信號(hào)，當(dāng)功率關(guān)斷時(shí)，分頻器開始計(jì)數(shù)，分頻器為12分頻，最大周期為4 096倍Tosc。功率管關(guān)斷的時(shí)間越長，分頻器分出的頻率越多；當(dāng)功率管導(dǎo)通時(shí)，分頻器輸出數(shù)據(jù)存到寄存器中，經(jīng)過譯碼后，控制電流源。由于關(guān)斷的時(shí)間越長，負(fù)載放電時(shí)間也隨之越長，電壓降就越大，這就需要一個(gè)大的補(bǔ)償電流，所以上一次關(guān)斷的時(shí)間越長，對(duì)本次的補(bǔ)償電流就越大。

    恒流源控制電路如圖6所示，其中或非門控制PMOS管，三輸入或門控制NMOS管，它們通過控制MOS管開關(guān)，來控制恒流源電路。可以看出分頻輸出越高，控制恒流源的開關(guān)開的就越多。

    恒流源電路如圖7所示，其中圖中表示的是部分恒流源電路，圖6控制電路的輸出控制圖7中的控制管，CS電流信號(hào)控制給FB反饋端的補(bǔ)償。

    Ibias電流源由圖8的帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生，其中Vref的大小由公式(7)給出，而Ibias大小由公式(8)推出：
   

3 仿真結(jié)果
    線補(bǔ)償電路仿真如圖9所示，其中補(bǔ)償電流隨開關(guān)控制時(shí)間的增加而上升。當(dāng)開關(guān)時(shí)間最長時(shí)，其最大補(bǔ)償電流為40．89μA。最大補(bǔ)償率由公式(6)可得9．609％。圖10為加線補(bǔ)償電路時(shí)仿真結(jié)果，穩(wěn)壓后輸出的范圍為5～5．09 V，電路的輸出紋波變小。

4 結(jié)論
    線補(bǔ)償技術(shù)可以在不增加外部元器件的基礎(chǔ)上提原邊反饋AC／DC輸出電壓精度。文中給出的線補(bǔ)償電路的最大補(bǔ)償率是9．609％。由原邊反饋AC／DC整體電路的仿真結(jié)果可以降低輸出紋波，大幅提高電路的輸出電壓精度。