隨著電子技術的飛速發(fā)展，電子系統(tǒng)的設計理念和設計方法發(fā)生了深刻的變化，EDA技術成為現(xiàn)在電子設計技術的有力工具。它將以前“電路設計+硬件焊接+調(diào)試”轉化為“功能設計+軟件模擬+仿真”的模式。利用EDA開發(fā)平臺，采用可編程邏輯器件CPLD/FPGA使得硬件功能可通過軟件編程的方式來實現(xiàn)。這種設計方法使設計者大大減輕了電路設計的工作量和難度，增強了設計的靈活性，有效地提高了工作效率。

本文就是利用EDA開發(fā)平臺，實現(xiàn)基于IGBT器件的交流斬波調(diào)壓器中PWM波的控制。這種基于IGBT器件和PWM控制的交流調(diào)壓器，相比于傳統(tǒng)的變壓器調(diào)壓和可控硅調(diào)壓，不僅負載適用面廣，同時在很大程度上降低了對電網(wǎng)的污染，大大改善了交流電壓調(diào)節(jié)器的性能，迎合了目前國家提倡的多元化照明和節(jié)能減排的要求。

1 交流斬波調(diào)壓器的控制原理

交流斬波調(diào)壓電路就是以比輸入電源高得多的頻率，周期性使電路中的受控開關器件導通和關斷，以此來改變開關導通的占空比，從而達到調(diào)節(jié)輸出電壓大小的目的。目前比較典型的交流斬波調(diào)壓電路主要有單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路、雙開關交流斬波式調(diào)壓電路和單管雙向開關交流斬波式調(diào)壓電路等。其中單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路的IGBT采取單管反串聯(lián)連接方式，使其雙向受控器件具有“共地”端，簡化了受控器件的驅(qū)動電路，使PWM波便于控制。

單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路如圖1所示。圖中VG1a、VG1b、VD1a和VD1b構成雙向斬波開關S1，VG2a、VG2b、VD2a和VD2b構成雙向續(xù)流開關S2。由于交流斬波調(diào)壓對象是交流電壓，電路對正負半波電壓要求均能進行調(diào)制，故S1和S2開關器件均為雙向開關。其中VG1a、VG1b、VG2a和VG2b由IGBT可控開關器件構成。其主要控制過程為：S1導通，S2關斷，電源通過S1開關向負載提供能量;S1關斷，S2導通，負載通過S2開關構成續(xù)流回路。

電路中的S1，S2在運行過程中必須嚴格遵守以下兩點：任意時刻S1與S2不能同時導通，否則造成電源短路，開關器件過流損壞;任意時刻S1與S2不能同時關斷，否則濾波電感電流沒有續(xù)流回路，產(chǎn)生很高的電壓，造成開關管過壓損壞。

斬波開關S1和續(xù)流開關S2的控制方式，即VG1a～VG2b可控開關的PWM控制方式主要有以下三種：互補控制方式、傳統(tǒng)非互補控制方式、帶電流檢測的非互補控制方式三種。經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)：互補調(diào)制模式一般應用于電阻性負載場合，電感性負載勉強可以使用，而電容性負載電壓畸變嚴重，不是很實用;非互補調(diào)制模式適用于電阻電感性負載，電容性負載存在一定的失控區(qū);帶有電流檢測的非互補調(diào)制模式則可以很好的適用于電阻、電感、電容等各種類型的負載，同時避免了斬波開關和續(xù)流開關換相過程中引起的過電壓。

因此，本設計選用帶電流檢測的非互補調(diào)制模式控制單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路。表1為帶電流檢測的非互補信號的控制邏輯。

圖1 單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路

表1 帶電流檢測的非互補信號控制邏輯

表1中區(qū)間的劃分依據(jù)為電壓與電流的極性關系，根據(jù)極性關系可劃分四個區(qū)，每個區(qū)各個IGBT開關對應不同的控制邏輯。其中“1”表示IGBT門極施加驅(qū)動信號;“0”表示IGBT門極信號封鎖;Ug表示斬波開關與續(xù)流開關的PWM驅(qū)動信號。

2 PWM控制方式的FPGA實現(xiàn)

2.1 控制電路圖

根據(jù)帶電流檢測的非互補信號的控制邏輯，在EDA開發(fā)工具Quartusll軟件中輸入設計文件，繪制頂層圖，如圖2所示。

圖2 PWM控制電路圖

電路圖中主要包括四個模塊：分頻電路模塊、A/D采樣電路控制模塊、電壓電流相位判斷模塊以及PWM產(chǎn)生模塊。

①分頻器模塊。根據(jù)負載特性和開關管工作效率兩個方面的因素，PWM的開關頻率可選為20kHz，A/D轉換芯片ADC0809的典型工作頻率為640kHz，故圖中分頻器模塊主要用于產(chǎn)生20kHz和640kHz時鐘信號。

②A/D采樣電路控制模塊。A/D轉換選用的芯片為ADC0809，該芯片是8位A/D轉換器，可控制8路模擬信號的轉換，完成一次的轉換時間約為100us。轉換前根據(jù)通道選擇地址，選擇某一輸入端的模擬信號，然后啟動轉換，等待轉換結束信號，輸出相應的數(shù)字量。該部分控制邏輯可采用狀態(tài)機的方式實現(xiàn)，由初始化狀態(tài)、啟動采樣狀態(tài)、轉換等待狀態(tài)、轉換結束狀態(tài)以及數(shù)據(jù)讀取狀態(tài)組成。

③電壓電流相位判斷模塊。該模塊主要針對輸入的電壓數(shù)字量和電流數(shù)字量進行相位判斷，若電壓為正，電流為負，設為Ⅰ區(qū)(3'b001);電壓為正，電流為正，設為Ⅱ區(qū)(3'b010);電壓為負，電流為正，設為Ⅲ區(qū)(3'b011);電壓為負，電流為負，設為Ⅳ區(qū)(3'b100)。

④PWM產(chǎn)生模塊。將電壓電流相位判斷模塊輸出的分區(qū)信號送入到PWM產(chǎn)生模塊中，按電流檢測非互補控制方式生成IGBT開關管的驅(qū)動控制信號。

2.2 模塊仿真

對PWM控制電路中的各模塊電路與總電路進行仿真，其中PWM產(chǎn)生模塊的仿真波形如圖3所示。

圖3 PWM產(chǎn)生模塊的仿真波形

由仿真波形可以看到：當分區(qū)信號為3'b001(Ⅰ區(qū))時，Vg1a=0，Vg1b=l，Vg2a=反相PWM波，Vg2b=1;分區(qū)信號為3'b010(Ⅱ區(qū))時，Vg1a=PWM波，Vg1b=1，Vg2a=0，Vg2b=1;Ⅲ區(qū)和Ⅳ同理可得。通過數(shù)據(jù)比較可以發(fā)現(xiàn)，四路驅(qū)動信號與表1中的控制信號一致，符合設計要求。

3 結語

本文利用FPGA實現(xiàn)對交流斬波調(diào)壓電路中PWM的控制，與傳統(tǒng)的PWM專用控制芯片實現(xiàn)方式相比，結構簡單，可靠性高，而且FPGA它所具有的靜態(tài)可重復編程和動態(tài)在系統(tǒng)重構的特性，使得設計更加靈活，同時也降低了開發(fā)成本。