隨著電子技術(shù)的飛速發(fā)展，電子系統(tǒng)的設(shè)計(jì)理念和設(shè)計(jì)方法發(fā)生了深刻的變化，EDA技術(shù)成為現(xiàn)在電子設(shè)計(jì)技術(shù)的有力工具。它將以前“電路設(shè)計(jì)+硬件焊接+調(diào)試”轉(zhuǎn)化為“功能設(shè)計(jì)+軟件模擬+仿真”的模式。利用EDA開發(fā)平臺(tái)，采用可編程邏輯器件CPLD/FPGA使得硬件功能可通過軟件編程的方式來實(shí)現(xiàn)。這種設(shè)計(jì)方法使設(shè)計(jì)者大大減輕了電路設(shè)計(jì)的工作量和難度，增強(qiáng)了設(shè)計(jì)的靈活性，有效地提高了工作效率。

本文就是利用EDA開發(fā)平臺(tái)，實(shí)現(xiàn)基于IGBT器件的交流斬波調(diào)壓器中PWM波的控制。這種基于IGBT器件和PWM控制的交流調(diào)壓器，相比于傳統(tǒng)的變壓器調(diào)壓和可控硅調(diào)壓，不僅負(fù)載適用面廣，同時(shí)在很大程度上降低了對(duì)電網(wǎng)的污染，大大改善了交流電壓調(diào)節(jié)器的性能，迎合了目前國家提倡的多元化照明和節(jié)能減排的要求。

1 交流斬波調(diào)壓器的控制原理

交流斬波調(diào)壓電路就是以比輸入電源高得多的頻率，周期性使電路中的受控開關(guān)器件導(dǎo)通和關(guān)斷，以此來改變開關(guān)導(dǎo)通的占空比，從而達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓大小的目的。目前比較典型的交流斬波調(diào)壓電路主要有單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路、雙開關(guān)交流斬波式調(diào)壓電路和單管雙向開關(guān)交流斬波式調(diào)壓電路等。其中單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路的IGBT采取單管反串聯(lián)連接方式，使其雙向受控器件具有“共地”端，簡化了受控器件的驅(qū)動(dòng)電路，使PWM波便于控制。

單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路如圖1所示。圖中VG1a、VG1b、VD1a和VD1b構(gòu)成雙向斬波開關(guān)S1，VG2a、VG2b、VD2a和VD2b構(gòu)成雙向續(xù)流開關(guān)S2。由于交流斬波調(diào)壓對(duì)象是交流電壓，電路對(duì)正負(fù)半波電壓要求均能進(jìn)行調(diào)制，故S1和S2開關(guān)器件均為雙向開關(guān)。其中VG1a、VG1b、VG2a和VG2b由IGBT可控開關(guān)器件構(gòu)成。其主要控制過程為：S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，電源通過S1開關(guān)向負(fù)載提供能量;S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，負(fù)載通過S2開關(guān)構(gòu)成續(xù)流回路。

電路中的S1，S2在運(yùn)行過程中必須嚴(yán)格遵守以下兩點(diǎn)：任意時(shí)刻S1與S2不能同時(shí)導(dǎo)通，否則造成電源短路，開關(guān)器件過流損壞;任意時(shí)刻S1與S2不能同時(shí)關(guān)斷，否則濾波電感電流沒有續(xù)流回路，產(chǎn)生很高的電壓，造成開關(guān)管過壓損壞。

斬波開關(guān)S1和續(xù)流開關(guān)S2的控制方式，即VG1a～VG2b可控開關(guān)的PWM控制方式主要有以下三種：互補(bǔ)控制方式、傳統(tǒng)非互補(bǔ)控制方式、帶電流檢測(cè)的非互補(bǔ)控制方式三種。經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)：互補(bǔ)調(diào)制模式一般應(yīng)用于電阻性負(fù)載場(chǎng)合，電感性負(fù)載勉強(qiáng)可以使用，而電容性負(fù)載電壓畸變嚴(yán)重，不是很實(shí)用;非互補(bǔ)調(diào)制模式適用于電阻電感性負(fù)載，電容性負(fù)載存在一定的失控區(qū);帶有電流檢測(cè)的非互補(bǔ)調(diào)制模式則可以很好的適用于電阻、電感、電容等各種類型的負(fù)載，同時(shí)避免了斬波開關(guān)和續(xù)流開關(guān)換相過程中引起的過電壓。

因此，本設(shè)計(jì)選用帶電流檢測(cè)的非互補(bǔ)調(diào)制模式控制單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路。表1為帶電流檢測(cè)的非互補(bǔ)信號(hào)的控制邏輯。

圖1 單管反串聯(lián)交流斬波式調(diào)壓電路

表1 帶電流檢測(cè)的非互補(bǔ)信號(hào)控制邏輯

表1中區(qū)間的劃分依據(jù)為電壓與電流的極性關(guān)系，根據(jù)極性關(guān)系可劃分四個(gè)區(qū)，每個(gè)區(qū)各個(gè)IGBT開關(guān)對(duì)應(yīng)不同的控制邏輯。其中“1”表示IGBT門極施加驅(qū)動(dòng)信號(hào);“0”表示IGBT門極信號(hào)封鎖;Ug表示斬波開關(guān)與續(xù)流開關(guān)的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

2 PWM控制方式的FPGA實(shí)現(xiàn)

2.1 控制電路圖

根據(jù)帶電流檢測(cè)的非互補(bǔ)信號(hào)的控制邏輯，在EDA開發(fā)工具Quartusll軟件中輸入設(shè)計(jì)文件，繪制頂層圖，如圖2所示。

圖2 PWM控制電路圖

電路圖中主要包括四個(gè)模塊：分頻電路模塊、A/D采樣電路控制模塊、電壓電流相位判斷模塊以及PWM產(chǎn)生模塊。

①分頻器模塊。根據(jù)負(fù)載特性和開關(guān)管工作效率兩個(gè)方面的因素，PWM的開關(guān)頻率可選為20kHz，A/D轉(zhuǎn)換芯片ADC0809的典型工作頻率為640kHz，故圖中分頻器模塊主要用于產(chǎn)生20kHz和640kHz時(shí)鐘信號(hào)。

②A/D采樣電路控制模塊。A/D轉(zhuǎn)換選用的芯片為ADC0809，該芯片是8位A/D轉(zhuǎn)換器，可控制8路模擬信號(hào)的轉(zhuǎn)換，完成一次的轉(zhuǎn)換時(shí)間約為100us。轉(zhuǎn)換前根據(jù)通道選擇地址，選擇某一輸入端的模擬信號(hào)，然后啟動(dòng)轉(zhuǎn)換，等待轉(zhuǎn)換結(jié)束信號(hào)，輸出相應(yīng)的數(shù)字量。該部分控制邏輯可采用狀態(tài)機(jī)的方式實(shí)現(xiàn)，由初始化狀態(tài)、啟動(dòng)采樣狀態(tài)、轉(zhuǎn)換等待狀態(tài)、轉(zhuǎn)換結(jié)束狀態(tài)以及數(shù)據(jù)讀取狀態(tài)組成。

③電壓電流相位判斷模塊。該模塊主要針對(duì)輸入的電壓數(shù)字量和電流數(shù)字量進(jìn)行相位判斷，若電壓為正，電流為負(fù)，設(shè)為Ⅰ區(qū)(3'b001);電壓為正，電流為正，設(shè)為Ⅱ區(qū)(3'b010);電壓為負(fù)，電流為正，設(shè)為Ⅲ區(qū)(3'b011);電壓為負(fù)，電流為負(fù)，設(shè)為Ⅳ區(qū)(3'b100)。

④PWM產(chǎn)生模塊。將電壓電流相位判斷模塊輸出的分區(qū)信號(hào)送入到PWM產(chǎn)生模塊中，按電流檢測(cè)非互補(bǔ)控制方式生成IGBT開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)。

2.2 模塊仿真

對(duì)PWM控制電路中的各模塊電路與總電路進(jìn)行仿真，其中PWM產(chǎn)生模塊的仿真波形如圖3所示。

圖3 PWM產(chǎn)生模塊的仿真波形

由仿真波形可以看到：當(dāng)分區(qū)信號(hào)為3'b001(Ⅰ區(qū))時(shí)，Vg1a=0，Vg1b=l，Vg2a=反相PWM波，Vg2b=1;分區(qū)信號(hào)為3'b010(Ⅱ區(qū))時(shí)，Vg1a=PWM波，Vg1b=1，Vg2a=0，Vg2b=1;Ⅲ區(qū)和Ⅳ同理可得。通過數(shù)據(jù)比較可以發(fā)現(xiàn)，四路驅(qū)動(dòng)信號(hào)與表1中的控制信號(hào)一致，符合設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié)語

本文利用FPGA實(shí)現(xiàn)對(duì)交流斬波調(diào)壓電路中PWM的控制，與傳統(tǒng)的PWM專用控制芯片實(shí)現(xiàn)方式相比，結(jié)構(gòu)簡單，可靠性高，而且FPGA它所具有的靜態(tài)可重復(fù)編程和動(dòng)態(tài)在系統(tǒng)重構(gòu)的特性，使得設(shè)計(jì)更加靈活，同時(shí)也降低了開發(fā)成本。