摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一個100W的電路實驗數(shù)據(jù)。

關(guān)鍵詞：電流箝位升壓；功率因數(shù)校正；完全斷續(xù)電流模式

引言

在以往的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)渲校粋€帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以簡化電路。在這種電路中，每半個周期中開關(guān)電流峰值被箝位至一個參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，?樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個功能，從而大大降低了成本，簡化了電路。

但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時工作在斷續(xù)電流DCM，在高輸入電壓時工作在連續(xù)電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個缺點(diǎn)：一是電路中的續(xù)流二極管的反向恢復(fù)，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。

本文提出了一種在通用的整個輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM的CCBPFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復(fù)問題，從而提高了電路的工作效率；同時，由于工作在電流斷續(xù)模式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。

本文給出了該電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)分析并且給出了一個100W的電路實驗結(jié)果。

1 理論分析

電路原理圖如圖1所示。在進(jìn)行分析之前，假設(shè)以下條件成立：

——所有的元器件都是理想的；

——變換器工作在穩(wěn)態(tài)時，開關(guān)頻率?大于交流母線的頻率，從而可以認(rèn)為在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓是恒定的；

——輸入電壓是理想的正弦波vac=

Vmsin(ωLt)，其中ωL為交流母線的頻率；

——參考電壓在一段時間內(nèi)是一個恒定值Vref；

——輸出電壓是恒定的。

為了便于分析，使得計算的結(jié)果與具體的電路參數(shù)無關(guān)，我們采用標(biāo)幺值，即令

Vb=Vo；

Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts為開關(guān)周期)；

則輸入的電壓峰值為：

Vm=Vm/Vb（1）

與傳統(tǒng)的CCBPFC電路不同，在整個母線電壓輸入周期內(nèi)，該電路工作在電流斷續(xù)模式。在每半個周期內(nèi)，有兩種電流斷續(xù)工作模式。如圖1所示，在開關(guān)周期開始階段，Boost電路中的開關(guān)管處于開通的狀態(tài)，電感中的電流iL從零開始增加。在采樣電壓（RiiL）達(dá)到參考電壓（Vref）和斜率補(bǔ)償電壓（VR）的和,或者達(dá)到最大占空比時，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流線性減?。ㄈ鐖D2）。這兩種工作模式分別定義為DCM2和DCM1。

對一個周期內(nèi)電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達(dá)式分別為：

式中：Kr為電流模式斜率補(bǔ)償深度系數(shù)。

DCM1和DCM2的邊界條件為：

式中：斜率補(bǔ)償Mc=IR/(DmaxTs)，IR為斜率補(bǔ)償電流。

因此，可以得出DCM1和DCM2兩種工作模式的邊界點(diǎn)為：

ωLt=arcsin[(Iref/Dmax-IRM)/2Vm]

式中：為斜率補(bǔ)償電流峰值。

由前所述，可以得到每半個周期的平均電流歸一化暫態(tài)值：

由上面的分析可以得到每半個工頻周期，在不同輸入電壓下，輸入電流的的波形如圖3所示。

Boost電感值必須保證在整個周期內(nèi)，電路工作在DCM模式。

在最小輸入電壓下的電流峰值為：

式中：Po為輸出功率;

η為最低效率;Vin,rms,min為最低的輸入電壓幅值。

所以，電感值由式（7）決定。

(Vinpmin/L)DlminTs≥2Iinp（7）

式中：Vinpmin為最小輸入電壓峰值；

Dlmin為在最小輸入電壓時的最小占空比，即

Dlmin=(Vo－Vinpmin)/Vo（8）

輸出電容必須滿足式（9）。

Co≥Po/(2πflineVoΔVo)（9）

標(biāo)幺化的功率因數(shù)可以由式（10）獲得。

PF=Pin/(VinrmsIinrms)（10）

式中：

那么,

2 實驗結(jié)果

設(shè)定以下工作條件：

Vm=127～311V；fline=50Hz；Vo=380V；

Po=100W；η=0.92；fs=77kHz；Dmax=0.95。

參數(shù)設(shè)定為：

L=370μH；Kr=0.22；C=68μF，選用68μF/

400V鋁電解電容。

電路圖如圖4所示。

獲得的電路波形如圖5所示，由圖5可以看出，實驗結(jié)果符合理論分析。

表1為實驗獲得的PF和THD與Vin,rms關(guān)系。由表1可以看出，該電路符合IEC-3-2的標(biāo)準(zhǔn)。

該電路在滿負(fù)載(Vo=380V，Io=0.263A)下的效率測試如圖6所示。

表1 PF，THD與輸入電壓關(guān)系表

Vin/V

90

120

220

265

PF

0.997

0.994

0.961

0.911

THD/％

5.6

12.1

17.2

32

3 結(jié)語

本文對一種在通用的整個輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)DCMCCBPFC的電路拓?fù)?，進(jìn)行了詳細(xì)的理論分析，實驗結(jié)果證明了該電路可以滿足IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)。同時，由于它消除了二極管的反向恢復(fù)，采用電流斷續(xù)模式，提高了電路的工作效率和功率密度。這對于中小功率的應(yīng)用有很大的吸引力。