對于應用在基站和手機中的射頻功率放大器，在維持可接受的功率附加效率(PAE)的條件下，采取有效的辦法來減小其交調產物的功率電平往往是非常必要的。改善功率放大器非線性的常用方法有前饋法，反饋法和預失真法等。其中，反饋法是出現(xiàn)較早的一種方法，但由于反饋法采用了閉環(huán)反饋的結構，以至使功率放大器的增益下降，而前饋法又過于復雜，若其各相消環(huán)均采用了下變頻轉換器還會使系統(tǒng)不穩(wěn)定。本文所提出的方法，非但沒有降低放大器的增益，而且由于其電路沒有解調器或下變頻轉換器，故較笛卡兒反饋法和中頻反饋法簡單，易于調試。?
1 基本原理?
以下分析均假定功率放大器工作在弱非線性區(qū)。我們假設功率放大器的非線性特性可以用下述無窮項的冪級數(shù)描述：
(1)
其中vi(t)為功率放大器的輸入信號,vo(t)是功率放大器的輸出信號，如圖1所示。
若輸入為雙頻等幅信號，即：
其中ω1≠ω2，那么，功率放大器的輸出可以表示為：
由式（3）和式(4)可以得到如下的結論：?
①式(1)中的奇次方項產生了輸出信號的奇階諧波頻率分量和交調頻率分量，其中奇階諧波頻率分量被濾除；?
②偶次方項除了產生直流分量外，還產生了偶階諧波頻率分量，但均被濾除；
③較高奇次方項對較低階交調頻率分量均有貢獻。?
如果我們在放大器的輸入信號中加入適當?shù)氖д嫘盘枺ㄈ缛A交調成分），使輸入信號預先發(fā)生失真，即：
其中:，φ1，φ2圖2設計方案是三階交調失真成分的幅度及相位。設計方案如圖2所示，其中，輸入的射頻信號被分裂成兩路：下通路信號被前饋到合成器(1)，與反饋回來的信號(經延時和衰減)相加，然后經過移相和放大，最后出來的是信號的失真成分；另一路直接饋到合成器(2)，與下通路饋來的失真成分相加。最后在功率放大器的輸入端得到輸入信號的失真成分。?
把式(5)代入式(1)，并令K=（為某一常數(shù)），則：
顯然，如果式(7)中的ρ，φ1和φ2選擇得當，就可以使得三階交調產物相互抵消，從而使得功率放大器最終輸出的三階交調量為零。同樣地，如果我們采用五階交調產物作為輸入信號的預失真成分，適當調節(jié)其幅度和相位，也可以使得功率放大器最終輸出的五階交調量幾乎為零。值得注意的是，在圖2中并沒有使用非線性器件作為預失真器，此外，產生預失真成分所使用的是三階交調量，與文獻使用的諧波成分是不同的。?
2 計算機仿真結果?
用式（1）對一工作在800 MHz的功率放大器的傳輸特性進行逼近，擬合出該功率放大器的傳輸特性，其相應的曲線如圖3所示。?
然后通過計算機仿真，得到功率放大器輸出的功率譜。仿真結果表明，這種方法是比較有效的，降低三階交調量(IMD3)超過34 dBm。圖4和圖5分別表示沒有預失真改善措施時功率放大器的功率譜和采用預失真改善措施后功率放大器的功率譜。應注意到，通帶外的諧波成分經濾波器濾波后幾乎被完全慮除，故在分析時不作考慮。?
3 結論 ?
理論分析和計算機模擬結果均表明，通過前饋和反饋得到輸出信號的交調失真成分，正確調節(jié)其幅度和相位，并把他作為輸入信號的預失真成分，經過功率放大器的非線性作用后，確實可以改善交調量的性能。該方法可以和文獻一樣降低IMD3超過34 dBm。此外，該方法使用的并不是直接的反饋法，而是通過反饋和前饋得到信號的失真成分，所以保證了增益不下降，這由仿真圖也可以得到證明。
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