0 引言
電壓毛刺是高頻變換器研制和生產(chǎn)過程中的棘手問題，處理得不好會帶來許多的問題，諸如：功率管的耐壓必須提高，而且耐壓越高，其通態(tài)電壓越大，功耗越大，這不僅使產(chǎn)品效率降低，而且使電路可靠性降低；另外，高頻雜音的增加，對環(huán)境造成污染；為了達到指標，必須進一步采取措施，結果不僅使產(chǎn)品體積增大，而且使成本增加。解決辦法通常是：增加主變壓器中各線圈的耦合程度，以減少漏感（例如雙線并繞等）；選用結電容小，恢復時間短的優(yōu)質開關管；增加吸收電路，最常用的是RC吸收電路，這種電路雖結構簡單，但是有損的，而且變換器功率越大，需要的C越大，使R上的功耗也越大，導致R的體積很大，其結果是產(chǎn)品中常常裝有體積大的電阻電容，使運行環(huán)境惡化，整機效率降低。顯然這些解決辦法不理想，本文將介紹兩種無損電壓毛刺回收電路。
1 常規(guī)RC吸收電路的功耗
RC吸收電路如圖1所示，設主變壓器一次側為半橋或全橋電路，二次側為極性交變的脈寬調制方波，并且?guī)в忻?，如圖2所示。這樣在RC串聯(lián)電路中就有充放電過程，在R上就會有功耗。為分析方便，先不考慮電壓毛刺，uAC的電壓波形為極性交變的方波。
圖1 高頻整流的RC吸收電路
圖2 高頻調制方波
設某一時刻t=0時uAC的極性為上正下負，大小為Eo，C上的電壓為Eo，極性上負下正，等效電路如圖3所示。由電路方程可得
Eo=idt－Eo＋iR
圖3 等效電路
由初始條件t=0時，i=2Eo/R，解得i=2Eoe－t/RC/R。
電阻R上的消耗功率WR=i2Rdt=2CEo2
即C上的電壓從－Eo→＋Eo變化過程中，R上的功耗為2CEo2。
充電過程結束最終C上的電壓為Eo，極性反轉。一個周期內uAC翻轉兩次，R上的總功耗為4CEo2。例如：一個輸出為48V的整流器，Eo通常約為150V，頻率f取50kHz，電容C取1nF，則R上的功耗WR=4CEo2×f=5W?？紤]毛刺的因素實際值遠大于此值。顯然，對于大功率高頻率變換器，R上的功耗是相當大的。
2 主變壓器二次為橋式整流電路的電壓毛刺無損吸收電路
二次為橋式整流電路如圖4所示。圖中D1，D2，D3，D4為主整流管；D11及D12為毛刺吸收電路專用二極管。Lo與Co為主整流電路中的電感和電容；C為毛刺能量儲存電容。L，S，D組成毛刺能量轉換釋放電路。主變壓器中繞組CD和脈沖轉換電路一起形成S的開關控制脈沖ugs，與繞組AB形成固定的相位關系。繞組AB的電壓uAB波形與S上的驅動脈沖波形示于圖5。
圖4 全橋整流電路與電壓尖峰吸收電路
(a) uAB波形
(b) ugs波形
圖5 uAB與ugs的相位關系
其吸收原理如下所述。
1）t1－t2時段 uAB處于高毛刺階段，毛刺最大值比正常值Uo高出ΔU，這時由D1，D2，D11，D12形成全橋整流電路，對C充電，具體講是D1和D12導通，uAB的毛刺部分將被C所吸收，使uc=Uo＋ΔU。顯然，C越大，ΔU越?。幻淘礁?，ΔU越大。
2）t2－t3時段 uAB=Uo，D12反偏截止。D1與D4導通，忽略D1與D4上的壓降，UEF=Uo。以E為電壓參考點，UF比UE電位低Uo，記作－Uo；由于UC=UEG=Uo＋ΔUo，則UG比UE低Uo＋ΔU，記作－（Uo＋ΔU）；這樣UFG=UF－UG=ΔU。
由圖5（b）可以看出，在t1－t3時間段開關管S被觸發(fā)導通，UFG將使L中的電流逐步上升，使C上高于Uo部分的電壓ΔU的能量逐漸轉移到L上，當t3時刻uAB消失，ugs同時也消失，S截止。L上的能量將通過D向輸出電容Co釋放，形成電壓毛刺的無損吸收。
3）t4－t5時段 繞組AB之間的電壓反向，此時D2與D11導通，對C充電，之后的工作過程同t1－t2時間段。
4）t5－t6時段 工作過程同t2－t3時間段。
t7時刻開始，電路將重復以上過程。
3 主變壓器二次為雙半波整流電路的電壓毛刺無損吸收電路
二次為雙半波整流電路如圖6所示。為分析方便，仍忽略D1，D2，D3的壓降。顯然uAB的波形、S的驅動脈沖波形與圖5完全一致。其工作過程與橋式整流電路相似，在此不再贅述。
圖6 雙半波整流電路與電壓尖峰吸收電路
4 關于LC選取的原則
為使上述電壓毛刺無損吸收電路正常工作，在設計LC時注意下述2個問題：
1）過大的C將會使整流二極管開機瞬間沖擊電流增加，過小的C將導致吸收毛刺過程中過大的電壓增量ΔU，因此C要選擇適當；
2）過大的L將使C中的ΔU能量無法及時轉移到L中，因為ΔU=Ldi/dt，L過大，將使其中的電流增長速度減慢；L過小，則di/dt過大將使承受的應力加大只能選取大電流的開關管，同時對向輸出端釋放電感能量的二極管（圖4中的D，圖6中的D4）也提高了容量要求，因此，L的選擇也要適當。
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