前言

　　為了提高現(xiàn)代無(wú)線設(shè)備的靈敏度和可選擇性，需要盡可能地減小相位噪聲和參考雜散，并縮短鎖定時(shí)間。本文中所述電路可以改善本振(LO)的所有這些性能。

　　相位噪聲是對(duì)LO信號(hào)的純度的一種量度。相位噪聲是載波功率相對(duì)于給定的頻率偏移處(頻率合成器通常定義1kHz 頻率偏移)1-Hz的帶寬上的功率。其計(jì)算結(jié)果以dBc/Hz為單位表示。

　　由于頻率合成器內(nèi)部的開(kāi)關(guān)切換，輸出信號(hào)中會(huì)出現(xiàn)雜散(spurs)。在整數(shù)N分頻的合成器中，它們一般是由于鑒相器(PFD)的工作頻率點(diǎn)上的信號(hào)分量所引起的;在小數(shù)N分頻中，它們是由合成器本身架構(gòu)的特點(diǎn)所造成的。在整數(shù)N分頻鎖相環(huán)(PLL)中，它們被稱為參考雜散(reference spurs)。

　　鎖定時(shí)間是指輸出從一個(gè)頻率切換到另一個(gè)頻率所需要花費(fèi)的時(shí)間——這對(duì)于許多系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是一個(gè)重要的指標(biāo)。一般說(shuō)來(lái)，當(dāng)輸出穩(wěn)定到所期望的最終頻率附 近、差異在某一百分比[或者以百萬(wàn)分之一(ppm)衡量]之內(nèi)，或是相位鎖定在所需要相位度數(shù)的附近，此時(shí)我們說(shuō)，輸出被切換到或者鎖定到新的頻率上了。

　　傳統(tǒng)的接收機(jī)實(shí)現(xiàn)方式

　　圖1所示的是最通用的的接收機(jī)架構(gòu)的功能框圖(超外差接收機(jī))。這里所示出的系統(tǒng)是滿足DCS1800移動(dòng)電話標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的典型結(jié)構(gòu)。在該標(biāo)準(zhǔn)中，接收(Rx)頻段是1805MHz～1880MHz。

　　圖1中，RF輸入信號(hào)先流經(jīng)一個(gè)RF濾波器，接下來(lái)再經(jīng)過(guò)一個(gè)低噪聲放大器(LNA)。隨后，信號(hào)在混頻器中與一個(gè)可調(diào)諧的LO輸入進(jìn)行混頻，變換到 中頻段(IF)?；祛l后的信號(hào)接受進(jìn)一步的濾波，在通過(guò)一個(gè)最終的混頻器，與一個(gè)固定頻率的LO信號(hào)混頻，從固定的IF頻段下變頻到基帶信號(hào)頻段上。

　　可調(diào)諧的RF LO信號(hào)是利用一路干凈和穩(wěn)定的參考頻率信號(hào)來(lái)生成的，該基準(zhǔn)信號(hào)輸入至ADF4106 PLL合成器和一個(gè)壓控振蕩器(VCO)中后最終形成LO信號(hào)。參考頻率信號(hào)可以由溫補(bǔ)晶振(TCXO)、壓控晶體振蕩器(VCXO)或者恒溫晶體振蕩器 (OCXO)來(lái)產(chǎn)生。 在整數(shù)N分頻系統(tǒng)中，PLL合成器的R分頻器將該參考信號(hào)變換成為一個(gè)頻率等于信道間隔的信號(hào)——或者，在小數(shù)N分頻系統(tǒng)中，將信號(hào)頻率變換成信道間隔的 倍數(shù)。PFD則對(duì)環(huán)路輸出FVCO除以N后的結(jié)果與R分頻器的輸出進(jìn)行比較，然后，環(huán)路驅(qū)動(dòng)VCO，使得FVCO = FPFD × N，以使PFD輸出歸零?？梢酝ㄟ^(guò)改變N來(lái)改變LO輸出頻率，從而對(duì)無(wú)線電路進(jìn)行調(diào)諧。

　　LO的相位噪聲取決于多方面的因素：參考信號(hào)噪聲、合成器中的噪聲(R分頻、N分頻、PFD和電荷泵)，N值，以及PFD的工作頻率。

　　LO的相位噪聲(dB)可以用如下的公式來(lái)表示：

　　式中

　　PNSYNTH是合成器對(duì)相位噪聲的貢獻(xiàn)(在數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出，單位是dB)

　　20 logN是合成器中的N值所帶來(lái)的附加噪聲

　　10 logFPFD是合成器的PFD頻率所產(chǎn)生的噪聲分量

　　*欲獲得更多詳情，請(qǐng)參閱“Design a Direct 6-GHz Local Oscillator with a New， Wideband， Integer-N， PLL Synthesizer”(Analog Dialogue， Volume 35， No. 6， November-December， 2001)

　　參考雜散取決于如下因素：PFD設(shè)計(jì)，PFD電路中電荷泵的漏電，PLL環(huán)路帶寬，VCO靈敏度。鎖定時(shí)間取決于PFD頻率和PLL環(huán)路帶寬。

　　在接收機(jī)中， 如果IF選定為230MHz，經(jīng)過(guò)調(diào)諧的RF信號(hào)將在2035～2110MHz范圍內(nèi)變化(使用高端注入)，步進(jìn)為200kHz。如果使用整數(shù)N分頻架構(gòu) 來(lái)實(shí)現(xiàn)的話，則需要使用200kHz的PFD頻率，而N值將從10175(2035MHz)變化為10550(2110MHz)。

　　在商業(yè)應(yīng)用系統(tǒng)中所期望的帶內(nèi)相位噪聲為-85.6 dBc/Hz，采用適合的鎖相環(huán)，如ADF4106，系統(tǒng)的典型基準(zhǔn)寄生為-88dBc @ 200kHz和-90dBc @ 400kHz。

　　圖1 傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)的系統(tǒng)框圖

　　如果環(huán)路帶寬選取為20kHz，則相位差小于10度時(shí)對(duì)應(yīng)典型的鎖定時(shí)間將為250µs。

ADI公司目前提供一種新的寬帶寬PLL合成器——ADF4107。其RF級(jí)可以在高達(dá)7.0GHz的頻率下工作，而PFD頻率可以高達(dá) 104MHz。這樣的寬帶寬工作能力可以用于實(shí)現(xiàn)新穎的接收機(jī)架構(gòu)，如圖2所示。在該結(jié)構(gòu)中，每一級(jí)的LO都可以從一路頻率為所需頻率的整數(shù)倍的信號(hào)變換 得到。此外，調(diào)諧是在IF部分完成的。這就容許系統(tǒng)采用非常高的倍率，以便改善總的相噪聲和鎖定時(shí)間性能。

　　固定頻率的RF電路

　　在圖2中，一個(gè)頻率固定的RF LO將信號(hào)向下變頻到IF頻段，而信道的調(diào)諧在IF中完成。仍以DCS1800為例，我們可以選擇頻率固定為1520MHz的RF LO。這可以從一路6080MHz的信號(hào)通過(guò)÷4分頻來(lái)獲得。

　　圖2 替代性的接收機(jī)框圖

　　RF LO 的相噪聲為：

　　–219 + 20 log 950 + 10 log (6.4 × 106) – 20 log 4   = –219 + 59.5 + 68 – 12   = –103.5 dBc/Hz

　　參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波6.4MHz的頻率上，量值很小(<-90dBc)，這是因?yàn)?a)4分頻電路對(duì)應(yīng)12dB的衰減，以及(b)——由 于這是固定頻率的LO——環(huán)路帶寬可以變得很小(例如20kHz)。簡(jiǎn)單地施加一路20dB/十倍頻程的衰減，將可以進(jìn)一步衰減寄生分量。

　　在200kHz、400kHz、600kHz和800kHz處將不存在參考雜散，而鎖定時(shí)間也不成問(wèn)題，因?yàn)樵陬l率固定的RF電路中無(wú)需進(jìn)行任何調(diào)諧操作。

　　調(diào)諧作用的IF電路

　　我們繼續(xù)討論DCS1800實(shí)例，圖2示出了一種可調(diào)諧的IF電路，其調(diào)節(jié)范圍從285MHz到380MHz，步進(jìn)為200kHz。為了實(shí)現(xiàn)此功 能，PFD頻率選用為3.2MHz ，相應(yīng)產(chǎn)生的初始LO信號(hào)可以從4560變化到5760MHz，調(diào)諧的步進(jìn)為3.2MHz。對(duì)這些頻率進(jìn)行16分頻，就可以獲得所需要的 285MHz～360MHz、步進(jìn)為200kHz的信號(hào)。

　　可調(diào)諧的IF電路在最差情形下的位相噪聲為：

　　–219 + 20 log 1800 + 10 log (3.2 × 106) – 20 log 16       = –219 + 65 + 65 – 24    = –113 dBc/Hz

　　參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波3.2MHz處。通過(guò)選擇500kHz的環(huán)路帶寬， 在3.2MHz的雜散將低于-90dBc。在一個(gè)DSC系統(tǒng)中，參考雜散件小的的重要頻率點(diǎn)是200kHz、400kHz、600kHz和800kHz。 不過(guò)在我們所提出的配置中，這些頻率點(diǎn)上并不存在寄生分量，因?yàn)槲覀冞x用的PFD工作頻率高達(dá)3.2MHz。

　　在環(huán)路帶寬設(shè)定為500kHz， PFD頻率為3.2MHz時(shí)，系統(tǒng)可以在10 µs以內(nèi)完成鎖相操作，且偏差在10°以內(nèi)。圖3所示的是頻率鎖定的響應(yīng)特性。

　　圖3 可調(diào)諧的IF電路鎖定時(shí)間

　　濾波方面的考慮

　　上述的兩種架構(gòu)實(shí)質(zhì)上都屬于超外差，采用了兩級(jí)下變頻電路。在每一級(jí)電路中，濾波都有著關(guān)鍵性影響。

　　在圖1中，位于LNA之前的RF濾波器可以抑制很強(qiáng)的帶外干擾，IF濾波器可以選用窄帶(在GSM體制中可以為200kHz)來(lái)抑制帶內(nèi)干擾。

　　在圖2中，RF濾波器與圖1中所示的相同。不過(guò)，圖2中的IF濾波器不能采用窄帶的。它必須能覆蓋整個(gè)信號(hào)帶寬，因?yàn)檎{(diào)諧是在其后才發(fā)生的。這意味 著，帶內(nèi)干擾信號(hào)將在信號(hào)鏈后面的基帶處理中濾除。ADI可以提供若干種IF到基帶的接收機(jī)，包括AD6650、AD6652、AD9870和 AD9874。在使用如圖2所示的架構(gòu)時(shí)，應(yīng)該仔細(xì)考慮這些器件的選用。

　　結(jié)論

　　讓PLL的內(nèi)核以更高的PFD頻率工作(最終的LO頻率的整數(shù)倍)可以改善相位噪聲、輸出參考雜散和鎖定時(shí)間性能。另外，可調(diào)諧的IF架構(gòu)可以提供更高的性能，因?yàn)槠浔额l可以采用更高的整數(shù)倍。不過(guò)，需要精心考慮濾波方面的需求。

　　本文中所示的例子是針對(duì)整數(shù)N分頻鎖相環(huán)ADF4107的，但這種結(jié)構(gòu)并不僅限于此，采用小數(shù)N分頻體系結(jié)構(gòu)，也能實(shí)現(xiàn)類似的性能改善。