作者根據(jù)噪聲系數(shù)測量的原理設計了將噪聲系數(shù)測試儀HP 8970A測量頻率范圍從10MHz～1.5GHz擴展至1.92GHz～1.98GHz的低噪聲下變頻模塊。本文介紹了此混頻模塊的結構，分析了其中低噪聲放大器的設計，給出了混頻模塊的指標，并比較了新測量系統(tǒng)和原測量系統(tǒng)的性能。

噪聲系數(shù)是無線通信中射頻電路的關鍵指標之一，它決定了接收機的靈敏度，影響著模擬通信系統(tǒng)的信噪比和數(shù)字通信系統(tǒng)的誤碼率。無線通信的快速發(fā)展對射頻電路的噪聲性能要求越來越高，無線通信所使用的頻段也向更高處發(fā)展，這就要求能夠對高頻段處的噪聲系數(shù)進行精確測量。

老一代噪聲系數(shù)測試儀的最高測量頻率較低，為了測量電路在高頻段處的噪聲系數(shù)，需要外接混頻模塊將待測頻段內(nèi)的信號下變頻到噪聲系數(shù)測試儀接收機的頻率范圍內(nèi)。測量系統(tǒng)的校準和測量框圖如圖1所示，新測量系統(tǒng)接收機由混頻模塊和原接收機級聯(lián)構成。測量原理是采用Y參數(shù)法，通過校準得到新接收機的噪聲溫度；插入待測器件(DUT) 之后測量得到DUT和新接收機級聯(lián)的噪聲溫度，然后利用級聯(lián)的噪聲溫度計算公式得到DUT在高頻段處的噪聲溫度。將HP 8970A的測量頻率范圍從10MHz～1.5GHz擴展至1.92GHz～1.98GHz，包含了第三代移動通信(3G)標準中W-CDMA的上行頻段。

混頻模塊結構

噪聲系數(shù)測量的誤差主要由測量系統(tǒng)接收機的結構和噪聲系數(shù)、接收機噪聲系數(shù)的不確定度、噪聲源的不確定度、校準和測量過程中各端口的匹配情況、DUT的增益等決定。對于外接有混頻模塊的測量系統(tǒng)，為了提高測量精度，混頻模塊需要具有單邊帶結構、較小的噪聲系數(shù)、較小的輸入端口駐波比。

為了使新接收機具有低的噪聲系數(shù)，混頻模塊必須具有一定的增益，其增益的大小又決定了噪聲系數(shù)測試儀的增益測量范圍，為了滿足不同增益DUT的測量需求，在混頻模塊的最后加上了可調(diào)衰減器HP 8496B。本振由信號源HP E4421B提供，頻率為固定的2.5GHz，混頻器將1.92GHz～1.98GHz的射頻信號下變頻到0.52GHz～0.58GHz，對應的鏡像信號頻率為3.02GHz～3.08GHz?；祛l模塊的電路結構圖如圖1所示。

混頻模塊設計

1. 低噪聲放大器設計

噪聲系數(shù)測量的不確定度隨測量系統(tǒng)接收機噪聲系數(shù)的增大而增大。新測量系統(tǒng)接收機的噪聲系數(shù)由混頻模塊的噪聲系數(shù)和增益、原接收機的噪聲系數(shù)決定。為了降低新接收機噪聲系數(shù)，提高測量精度，混頻模塊需要具有低噪聲系數(shù)和一定的增益。低噪聲放大器由兩級組成，第一級使用場效應管 ATF-10136，在1.92GHz～1.98GHz頻段內(nèi)提供小于0.9dB的噪聲系數(shù)和1.5以下的輸入駐波比；第二級使用單片微波集成電路 (MMIC)INA-10386，頻段內(nèi)其增益和噪聲系數(shù)典型值為23.6dB和4.2dB，其能夠補償后級濾波器和混頻器的損耗，從而使得新接收機具有低的噪聲系數(shù)。INA-10386內(nèi)部已設計了輸入輸出匹配網(wǎng)絡，所以電路形式簡單，只需加上偏置電路和輸入、輸出隔直電容，但值得注意的是其接地的引腳必須盡可能得靠近過孔，否則放大器會出現(xiàn)自激。

為獲得小的輸入駐波比和低噪聲系數(shù)，ATF-10136低噪聲放大器的設計需要兼顧噪聲匹配和輸入功率匹配。通過在場效應管源級加上一小段微帶線作為反饋使得最佳噪聲匹配和最佳功率匹配點更加接近，并且提高低頻的穩(wěn)定性；源級直流通過電阻到地，柵極直流直接到地，為Vgs提供負壓，使用單+5V電源供電；輸出端串聯(lián)10Ohm的電阻以提高整個頻帶內(nèi)放大器的穩(wěn)定性；匹配電感使用東光公司的LL2012-FH系列高Q值、多層陶瓷片狀電感。使用Agilent高級設計系統(tǒng)(ADS)進行設計和仿真，仿真和實際測量結果如圖2所示。

仿真和測量結果很接近，這歸功于仿真時使用的是電感的S參數(shù)模型，而不是理想模型，并且考慮了集總元件的寄生效應和微帶線的突變特性。

2．混頻器、鏡像抑制濾波器的選擇

混頻器選用Mini-Circuits公司的RMS-25MH無源混頻器，本振頻率為2.5GHz，功率為14dBm。

混頻器將輸入端頻率為LOIF的射頻信號都變頻到中頻，如果不加射頻濾波器，則測量得到的是雙邊帶噪聲系數(shù)，是對上邊帶和下邊帶都進行測量的結果。為了進行單邊帶噪聲系數(shù)測量，需在混頻器射頻輸入端加上濾波器來抑制鏡像信號。鏡像抑制濾波器選用村田公司的 DFC31R95P060LHD介質(zhì)帶通濾波器，中心頻率1,950MHz，帶寬60MHz，通帶內(nèi)插損小于3.5dB，駐波比優(yōu)于1.5。

新測量系統(tǒng)指標

在可調(diào)衰減器的衰減量為0dB時，利用HP 8970A的1.4測量模式，得到的混頻模塊噪聲系數(shù)和增益如圖3所示，噪聲系數(shù)和增益典型值是1.7dB和25.5dB。由于混頻模塊第一級具有極低的噪聲系數(shù)，前兩級具有較高增益，所以整個混頻模塊的噪聲系數(shù)很低。混頻模塊的輸入駐波比測量結果如圖4所示。新噪聲系數(shù)測試儀接收機與原接收機的指標對比如表1所示。

本文結論

作者成功設計了將噪聲系數(shù)測試儀HP 8970A的測量頻率范圍擴展至1.92GHz～1.98GHz的低噪聲混頻模塊?；祛l模塊中的低噪聲放大器在1.6GHz～2.2GHz的寬頻帶內(nèi)具有低噪聲系數(shù)、小輸入駐波比和較高增益，只需選用不同的鏡像抑制濾波器就可以得到用于測量不同頻帶內(nèi)噪聲系數(shù)的混頻模塊，可擴展性能好?；祛l模塊的增益可調(diào)，能夠滿足不同增益DUT的測量要求。和原接收機相比，新接收機具有相當?shù)妮斎腭v波比和更小的噪聲系數(shù)。