0 引言

淺海高速水聲通信面臨最困難的就是強多途和由于海洋表面反射，內波等引起的快速時變。其中自多途引起的接收信號的振幅衰落，多途引起接收信號的碼間干擾，再加上海洋環(huán)境噪聲、低的載波頻率、極為有限的帶寬以及傳輸條件的時間-空間-頻率變化特性，使得水聲信道成為迄今為止最困難的無線通信信道[1-2].水聲信道多徑時延嚴重，一般的多載波技術在接收端需要很好的信道估計均衡技術才能達到很小失真的回復信號，正交頻分復用技術由于發(fā)射端信號中加入了循環(huán)前綴使得抗多徑特性大大提高。該技術的主要思想是將所能利用的頻帶信道劃分成多個正交子信道，在每個劃分子信道上進行并行傳輸，降低信道上信號傳輸?shù)乃俾?，信號帶寬小于信道的相干帶寬，從而大大消除符號間干擾，并且子信道上的載波間有部分重疊而使頻帶的利用率得到提高。這種技術在水下通信中得到廣泛應用。

1 OFDM 原理

Weinstein 提出了利用DFT(Discrete Fourier Trans-form)實現(xiàn)OFDM(Orthogonal Frequency Division Multi-plexing)系統(tǒng)的調制和解調[3].在發(fā)射端傳送二進制數(shù)據(jù)，首先通過對各子載波調制將該組數(shù)據(jù)映射成為一組復數(shù)序列{d0 ,d1,-,dN - 1} ,其中dn = an + jbn,如果對上面的復數(shù)序列進行IDFT 變換，就會得到新的復數(shù)序列{S0 ,S1,-,SN - 1} ,其中：

在接收端，對收到的信號以時間間隔為Δt 進行采樣，然后進行DFT 變換，就能恢復出原來的復數(shù)序列{d0 ,d1,-,dN - 1} ,然后經過解載波逆映射，就能恢復出原始的二進制數(shù)據(jù)。對于IDFT/DFT變換的計算，通常采用技術較為成熟的IFFT/FFT算法來實現(xiàn)[4-5],這樣用快速傅里葉算法可以大幅度減少計算量，以提高系統(tǒng)運行效率。

2 基于OFDM 的高速水聲通信

2.1 系統(tǒng)框圖

OFDM水聲通信系統(tǒng)的實現(xiàn)過程如圖1所示。在水聲通信系統(tǒng)的發(fā)射端，為了對抗水聲信道由于隨機性和突發(fā)性產生的錯誤，首先對輸入的二進制數(shù)字信號進行信道卷積編碼和交織處理，然后通過串/并轉換對每個子載波上的數(shù)字信號進行載波映射;然后再插入用于信道特性估計的導頻信息;進而通過IFFT變換形成OFDM調制信號;為了更好地對抗水聲信道的多途效應，在形成的OFDM符號后加入大于信道最大時延的循環(huán)前綴，保證接收到的信號不受碼間干擾，保證各子載波之間的正交性;最后通過D/A 轉換將數(shù)字信號轉換為模擬信號，由射頻調制后將信號通過超聲波在水聲信道中進行傳輸。在接收端，則要進行與發(fā)送端相反的過程，最終恢復出原始數(shù)據(jù)。

2.2 循環(huán)前綴

由于信道會引起碼間干擾(Intersymbol Interfer-ence,ISI)和信道之間干擾的存在，子載波之間正交性就會被破壞，無法在接收端通過FFT將各子載波上的信號分開。雖然通過多載波調制會增強系統(tǒng)抗ISI 的能力，但當前符號仍然后于前一符號的時延產生重疊，從而產生ISI.為了減少ISI對信號的影響，就要在每個符號前面加上保護間隔(Guard Interval,GI)。保護間隔會使得先前符號產生的多途干擾信號在當前符號到達接收機之前消失，從而克服ISI的影響。如果將保護間隔內的信息置為空，則會由于多途傳播的影響，使得各子載波之間失去正交性，從而會導致子載波間干擾(Intercarrier Interference,ICI)。為了消除多途傳播造成的ICI,通過將原來寬度為T 的OFDM 符號周期性擴展，這種采用采用周期擴展信號的保護間隔稱之為循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)。圖2 為加了循環(huán)前綴的一個OFDM符號，是把一個OFDM符號周期后面長度Tg 的部分復制到長度為Tg 的保護間隔中。這樣，只要循環(huán)前綴長度大于信道時延就不會造成ISI.

2.3 調制解調方式

OFDM是一種多載波調制方式，每個子載波都可以根據(jù)信道的狀況選擇不同的調制方式，當要優(yōu)先考慮傳輸?shù)目煽啃詴r，就選擇誤碼率較低的調制方式MPSK,如BPSK和QPSK;而要考慮系統(tǒng)傳輸速率時，可以選用頻譜利用率較高的調制方式MQAM,如8QAM和16QAM.

2.4 信道編碼技術

OFDM 技術可以克服多徑時延造成的碼間干擾和頻率性衰減，但是不能解決幅度的平坦型衰落。且在水聲信道上，由于噪聲環(huán)境的影響會造成傳輸信號的比特差錯，這都會造成通信的可靠性降低。為了改善通信質量，在系統(tǒng)前端要進行信道編碼。卷積碼由于具有良好的糾錯性能成為本方案的首選。目前，在許多通信系統(tǒng)中都有應用，(2,1,7)碼是首選的使用Viterbi譯碼的標準卷積碼，具有使相關通信系統(tǒng)的誤碼率達到最小，且能克服相位誤差。

2.5 基于導頻的信道估計

由于許多信道不能直接傳送基帶信號，所以為了更好地適應信道，大多數(shù)的實際通信系統(tǒng)都要采用調制技術。調制方式不同，對應的解調方式也就不同。主要的解調方式有非相干方式、相干方式及差分編碼時常用的差分相干方式。采用差分相干方式和非相干方式可以避免信道估計，但對于多進制的高速水聲通信來說，進行相干方式解調時需要與發(fā)射端同頻同相的載波信息，否則不能正確解調，因此必須進行信道估計，信道估計就可以對有用的數(shù)據(jù)進行校正。本文采用塊狀導頻插入方式進行信道的估計。

2.6 OFDM參數(shù)選擇

在OFDM系統(tǒng)中，需要確定以下參數(shù)：保護間隔、符號周期和子載波數(shù)量。這些參數(shù)取決于所需信道的頻帶寬度、時延擴展和要求的信息傳輸速率。一般按照以下方法確定OFDM系統(tǒng)的各個參數(shù)[7]:

(1)保護間隔的確定：保護間隔大于信息的最大時延擴展。

(2)選擇符號周期：一般選擇符號周期長度(不包含保護間隔長度)為保護間隔長度的4倍。

(3)子載波的數(shù)量：子載波的數(shù)量可以利用-3 dB帶寬除以子載波間隔(即為去掉保護間隔后的符號周期的倒數(shù))得到。還可以利用要求的比特速率除以每個子信道中的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾视烧{制類型、編碼速率以及符號速率來確定。

本文選用的OFDM參數(shù)見表1.

3 通信仿真實驗

為了驗證水聲OFDM 通信系統(tǒng)的性能，本文使用Matlab 7.1 軟件進行算法仿真。仿真時參數(shù)如表1 所示。文中OFDM系統(tǒng)傳輸?shù)男盘柺峭ㄟ^Matlab生成隨機的二進制數(shù)據(jù)0和1,首先經過信號的編碼和交織，然后對各子載波進行基帶調制即映射，如圖3所示的星座圖，數(shù)據(jù)被分配在星座空間的固定位置處，與理論值一致。

映射后對單個的信號進行IFFT 變換，加入循環(huán)前綴，這樣就生成了OFDM 符號。信號經過多徑信道，在去掉循環(huán)前綴，并對各個符號進行FFT,接收到的數(shù)據(jù)符號的星座圖見圖4,圖4(a)和圖4(b)分別是子載波為BPSK和8QAM基帶調制時的接收星座圖。由圖可知經過水聲信道后的信號在星座圖中的位置已經完全改變了，則需要進行信道估計才能正確解調出原始數(shù)據(jù)。

FFT變換后，星座圖已經完全發(fā)生變化，數(shù)據(jù)不能在星座圖中的準確位置處，因此要對數(shù)據(jù)進行信道估計，圖5是信號經過信道估計后的星座圖，圖5(a)和圖5(b)分別為為BPSK和8QAM下的信道估計后的星座圖。

圖6是OFDM系統(tǒng)在8QAM基帶調制下的誤碼率曲線與單載波在8QAM調制下的誤碼率曲線比較圖，由圖可知在單載波調制下誤碼率很高，信號通過水聲信道的多徑干擾等影響后接收到的信號的錯誤率偏高，而在OFDM通信系統(tǒng)下誤碼率明顯降低，這就可說明OFDM系統(tǒng)具有明顯的抗多徑干擾性能，在增加信噪比后誤碼率會明顯下降，而單載波系統(tǒng)在增加信噪比時，誤碼率也不會降低，可見OFDM系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)有明顯的抗多徑干擾的優(yōu)勢。

子載波解調后，進行解解交織解碼，恢復原始數(shù)據(jù)，通信誤碼率如圖7所示。圖7(a)為BPSK調制方式下的誤碼率，圖7(b)為8QAM 調制方式下的誤碼率曲線，可以知道BPSK方式下的誤碼率要比8QAM調制方式下的誤碼率要低。則驗證了當需要可靠傳輸性能時選用BPSK調制方式，而當需要高速率時選用頻譜利用率較高的8QAM調制方式。

4 結論

OFDM 是一種適合于多徑衰落和受限帶寬信道中的高速通信技術，其在無線電領域已經得到了非常廣泛的用途，而在水聲通信方面應用還很少。本文把OFDM通信技術應用于水聲通信中，設計了基于OFDM的水聲通信系統(tǒng)，并通過分析和仿真，驗證了基于OFDM 的水聲通信具有較強的抗多徑干擾的能力。