1 引言

　　在2002年，F(xiàn)CC將3.1~10.6GHz頻段分配為超寬帶(UWB)應用頻段。20世紀60年代，Rumsey首次提出阻抗帶寬比大于10:1的SWB(super-wideband)天線[2]。隨著系統(tǒng)對高數據速率和低功率的要求激增，SWB天線再次受到了廣泛青睞。其超寬的頻帶可以覆蓋絕大多數通信頻段，如：GPS (1.57~1.58GHz)、WCDMA (1.92~2.17GHz)、UWB (3.1~10.6GHz)、ISM (5.725~5.875GHz&24~24.25GHz)、衛(wèi)星通信系統(tǒng) (Ku、K、Ka波段12~40GHz)、Vehicular Radar Systems (22~29GHz)以及LMDS (24、28、35 GHz) 。

　　提出了一種采用平面盤錐天線與三叉戟饋電相結合的方法，使天線阻抗帶寬比大于10:1。但是由于這兩種天線工作頻率均小于25GHz，且尺寸較大，因而在很多場合下(如要求具備高通信容量的Ka波段衛(wèi)星通信系統(tǒng))使用都會受到限制。本文在其基礎上，提出了多種多端口饋電結構以及半圓實心饋電結構(見圖2)，并對其進行了分析比較。

　　2 天線設計與仿真

　　為了獲得超寬帶的頻率特性，天線的微帶饋電單元采用漸變結構，天線基質材料選擇為Rogers RO4350B，相對介電常數為3.48，基質厚度h為1.524mm。通過在貼片上切角可以有效改善阻抗帶寬，大大減小天線的尺寸，實現(xiàn)小型化。天線頂視圖和側視圖如圖1所示，圖中各尺寸參數如表1所示。本文提出的其他幾種饋電結構都是根據該結構演變而來的。

　　圖1 切角平面單極子天線

　　表1 切角平面單極子天線尺寸參數(mm)

　　DmaxLrabkcut_x

　　4560840200.55

　　DminWtopHWboth1tcut_y

　　111303.65310

　　利用CST Microwave Studio軟件對圖1中的單極子天線進行仿真，發(fā)現(xiàn)保持阻抗帶寬不變的同時，通過在貼片上切角并調整cut_x和cut_y的大小可以使天線的尺寸減小近2/3(0.2λl×0.27λl，其中λl為最低工作頻率時的波長)。為了增大貼片垂直方向上的電流并減小水平方向上的電流，從而減小交叉極化，增大帶寬，本文提出了多種平面單極子天線結構，饋電端口數分別為2，3，5(如圖2所示。注：本文中給出的各結構仿真結果均為優(yōu)化后的最終結果)。各個饋電端口均采用下粗上細的漸變結構(該結構分支在分叉處饋線較粗，越往兩端饋線越細)，得到的駐波比特性如圖3所示。下面分別對這幾種天線進行分析比較。

　　(a) 二端口饋電 (b) 三端口饋電

　　(c) 五端口饋電 (d) 半圓實心饋電

　　圖2 多種切角平面單極子天線結構[!--empirenews.page--]

　　圖3 不同端口數饋電天線駐波比特性的比較

　　天線采用兩端口結構進行饋電時，天線的駐波比特性見圖3。與單端饋電相比，兩端口饋電天線的帶寬大為展寬，但是在18GHz附近VSWR大于2。這是因為貼片中心處沒有饋電端口，因此電流只能以輻射方式耦合與從其它饋電端口傳導至貼片中部(如圖4(a)所示)，這一弱耦合在一定程度上對天線的帶寬產生了影響。為了改善這一影響，在中心處增加了一個饋電端口，電流分布更為均勻(如圖4(b)所示)，性能也明顯得到改善，在1.37GHz~50GHz的極寬范圍內得到了駐波比小于2的帶寬。但當繼續(xù)增多饋電端口時，性能改善不明顯，因為在饋線分支處電流分布變得不規(guī)律且出現(xiàn)了反相(如圖4(c)圓圈處所示)。從上述分析可知，增加天線饋電端口可以改善電流的分布從而改善駐波比帶寬，但并非端口數越多越好，當端口數增加至3個時，再增加端口數對性能的改善不明顯。

　　(a) 兩端口饋電結構

　　(b) 三端口饋電結構

　　(c) 五端口饋電結構

　　圖4 切角平面單極子天線電流分布情況

　　但是，以上幾種饋電方式都比較繁瑣，制作也存在困難，因此為了簡便起見，采用了如圖2(e)所示的半圓實心饋電結構。利用CST進行仿真得到，與前面幾種饋電方式一樣，半圓實心饋電結構也能實現(xiàn)極寬的阻抗帶寬，其阻抗帶寬比(VSWR≤2)超過30:1(見圖5)。

　　3 結論

　　本文以實現(xiàn)小型化超寬帶印刷天線為主要目的，在綜合了的兩種天線的基礎上，提出了切角平面單極子天線的多種多端口和半圓實心饋電結構，其阻抗帶寬均高于30:1，能夠覆蓋多個通信系統(tǒng)頻段，而且天線尺寸僅為0.2λl×0.27λl，有利于系統(tǒng)的集成化。

　　圖5 實心端口饋電結構的駐波比特性